Grundkurs Leistungselektronik: Bauelemente, Schaltungen und Systeme, 5. Auflage

Joachim Specovius

Grundkurs Leistungselektronik

Joachim Specovius

Grundkurs Leistungselektronik Bauelemente, Schaltungen und Systeme 5., aktualisierte und überarbeitete Auflage Mit 514 Abbildungen und 34 Tabellen STUDIUM

111 VIEWEG+ TEUBNER

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1. 2. 3. 4. 5.,

Auflage 2003 Auflage 2008 Auflage 2009 Auflage 2010 aktualisierte und überarbeitete Auflage 2011

Alle Rechte vorbehalten © Vieweg+ Teubner Verlag Lektorat: Reinhard

I Springer Fachmedien Wiesbaden Dapper I Walburga Himmel

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v

Vorwort Wie viele Gebiete der Elektrotechnik, so entwickelt sich auch die Leistungselektronik in einem schnellen Tempo weiter. Aktuelle Halbleiterbauelemente, hier sei speziell auf den IGBT hingewiesen, haben zusammen mit hochintegrierter digitaler Signa1verarbeitung zu einem unvergleichbaren Zuwachs im Einsatz von LeistungshaIbleitern in vielen neuen Anwendungsfeldern wie z. B. im Automobilbereich, der Telekommunikation sowie der Licht- und Haushaltsgerätetechnik geführt. Hinzu kommen verstärkt Forderungen nach effizienter Energieanwendung, zentraler und dezentraler Energiebereitstellung unter Einbindung regenemtiver Energiequellen sowie mobile Energieanwendungen einschließlich elektrischer Fahrzeugantriebe. Kaum ein industriezweig kann daher auf leistungselektronische Einrichtungen verzichten. Die Leistungselektronik hat sich zu einer Schlüsseltechnologie entwickelt. Grundlegende Kenntnisse auf dem Gebiet der Leistungselektronik werden daher in vielen Fachgebieten verstärkt benötigt. Die bereits nach relativ kurzer Zeit erforderliche 5. Auflage dieses Lehrbuches basiert auf den von mir an der Beuth Hochschulefiir TechnikBerlin gehaltenen Vorlesungen und Übungen zu: Bauelemente der Leistungselektronik, Leistungselektronik, Systeme der Leistungselektronik und Energieversorgung elektronischer Systeme. Es soll den Leser in das Gebiet der Leistungselektronik einführen und bietet schwerpunktmäßig fachliche Vertiefungen an. Der Aufbau dieses Buches ist dabei so gestaltet, dass der Leser sich zunächst an allgemein gehaltenen Begriffen orientieren kann. Im Anhang sind zusätzlich aktuelle Litemturhinweise angegeben, auf die bei Bedarf verwiesen wird. Darüber hinaus stehen umfangreiche Zusatzmaterialien und Übungen online zur Verfiigung. Die Zusatzmaterialien zu diesem Lehrbuch können im Internet unter www.viewegteubner.de herunterladen werdeu. In Bachelor- und Master-Studiengängen hat sich die Konzeption dieses Lehrbuches mit online-Unterstützung für die eigenständige Vor- und Nacharbeit des Lehrinhaltes praktisch bewährt. Gegenüber der 4. Auflage wurden wieder einige Kapitel überarbeitet bzw. aktualisiert. Unter anderem wurde in Kapitel 13 die Beschreibung des Modulationsgrades verbessert, in Kapitel 18 konnten die Betriebsbedingungen von Leuchtdioden noch umfassender beschrieben werden, und bei der photovoltaischen Stromversorgung in Kapitel 19 wurde zusätzlich die Potenzialproblematik des Zwischenkreises dargestellt. Neu hinzugekommen ist in Kapitel 18 die so genannte kontaktlose Energieübertragung mittels Resonanz-Übertmger. An dieser Stelle möchte ich meinen Dank den Studenten und Lesern aussprechen, die durch ihre Hinweise und Fragestellungen zur Verbesserung dieses Lehrbuches beigetmgen haben. Dem European Center for Power Electronics e.V. (ECPE) danke ich für wertvolle Anregungen [30], dem Vieweg+Teuhner Verlag, insbesondere dem Cheflektor Herrn Reinhard Dapper, danke ich für die sehr gute Zusammenarbeit. Kritik und Anregungen zur Verbesserung dieses Lehrbuches und zur Erweiterung des OnlineAngebotes sind unter [email protected]. An dieser Stelle möchte ich auch meinen besonderen Dank meiner Familie aussprechen, ohne deren Geduld und Rücksicht ein solches Lehrbuch nicht möglich gewesen wäre.

Berlin, im Mai 2011

Joachim Specovius

vn

Inhaltsverzeichnis 1

Was ist Lei.tung.elektronik ? ............................................................................................ 1

2

Grundlagen...........................................................................................................................3 2.1

2.2

3

2.1.1

Eigenleitung.................................................................................................... .5

2.1.2

Störstellenleitung............................................................................................. 6

Derpn-Übergang.......................................................................................................... 7 2.2.1

Der po-Übergang mit äußerer Spannung......................................................... 9

2.2.2

Der po-Übergang im Durchlassbetrieb ............................................................ 9

2.2.3

Der po-Übergang in Sperrrichtung beanspruch!... ......................................... I I

2.2.4

Die Durchbruchmechanismen des po-Überganges ........................................ 12

2.2.5

Die optimale Gestaltung des pn-Übergangs .................................................. 13

Dioden.................................................................................................................................. 15

3.1

3.2

3.3 4

Die elektrische Leitfähigkeit. ..................................................................................... 3

pn-Diode .................................................................................................................... 15 3.1.1

Modellbildung einer realen po-Diode ............................................................ 16

3.1.2

Die V er1ustIeistungsberechnung.................................................................... 17

pin-Diode ................................................................................................................... 18 3.2.1

Das Sperrverhalten........................................................................................ 19

3.2.2

Das Durchlassverhalten................................................................................. 19

3.2.3

Das Schaltverhalten....................................................................................... 21 3.2.3.1

Einschalten.................................................................................... 22

3.2.3.2

Ausschalten................................................................................... 22

3.2.3.3

Schaltverluste ................................................................................ 24

3 .2.4

Reihenschaltung............................................................................................. 26

3.2.5

Parallelschaltung............................................................................................ 27

3.2.6

Einsatzkriterien fiir Dioden........................................................................... 29

Solarzelle .................................................................................................................... 30

Tran.l.toren........................................................................................................................33

4.1

Bipolartransistor......................................................................................................... 33 4.1.1

Aufbau........................................................................................................... 33

4.1.2

Wirkungsweise.............................................................................................. 34

4.1.3

Schaltverluste ................................................................................................. 36

Inhaltsverzeichnis

VIII

4.1.4

Der bipolare Leistungstransistor.................................................................... 38

4.1.5

Die Arbeitspunkte des bipolaren Transistorschalters .................................... 39

4.1.6

Nichtsättigungsbetrieb (aktiver Bereich, "Be< 0) ........................................ 39

4.1.7

Quasisättigungsbetrieb (uae > 0) ................................................................. .40

4.1.8

Übersättigungsbetrieb ................................................................................... .40

4.1.9

Darlington-Transistoren................................................................................. 42

4.1.10 Vergleich Bipolartransistor - Schalter ........................................................ .43 4.2

Betriebsarten .............................................................................................................44 4.2.1

Schalten einer ohrnsch-induktiven Last.. ......................................................45

4.2.2

Schalten eines eingeprägten Stromes ............................................................ .48

4.2.3 4.3

4.4

4.5

4.6

4.2.2.1

Weiches Schalten.......................................................................... 48

4.2.2.2

Hartes Schalten............................................................................ .49

RCD-Beschaltung.......................................................................................... 50

Der IG-Feldeffekttransistor (MOSFET) ................................................................... .51 4.3.1

Aufbau.......................................................................................................... .51

4.3.2

Die Kennlinie................................................................................................. 55

4.3.3

Die Gatekapazität. ........................................................................................ .56

4.3.4

Neuere Entwicklungsrichtungen.................................................................... 57

Der IG-Bipolar Transistor (IGBT) ............................................................................. 58 4.4.1

Aufbau.......................................................................................................... .58

4.4.2

Durchlasseigenschaften. ............................................................................... .59

4.4.3

Das Schaltverhalten....................................................................................... 60 4.4.3.1

Einschalten.................................................................................... 60

4.4.3.2

Ausschalten................................................................................... 62

4.4.4

Sperr- und Blockierverhalten......................................................................... 64

4.4.5

Neuere Entwicklungsrichtungen.................................................................... 65

Treiberschaltungen .................................................................................................... 66 4.5.1

Gateanschluss................................................................................................ 69

4.5.2

Ausfiihrung einer IGBT-Ansteuerung .......................................................... 70 4.5.2.1

Ansteuerung eines Halbbrückenmoduls ....................................... 71

4.5.2.2

Impulslogik................................................................................... 72

4.5.2.3

Ventilbelastung............................................................................. 74

Aufbau- und Verbindungstechnik. ............................................................................. 75 4.6.1

Problematik.................................................................................................... 75

4.6.2

Gehäusefonnen.............................................................................................. 76 4.6.2.1

Diskrete Bauelemente................................................................... 76

4.6.2.2

IGBT-Leistungsmodule................................................................ 77

Inhaltsverzeichnis 4.6.3

IX Eigenschaften von Leistungsmodulen........................................................... 78 4.6.3.1 Lastwechselfestigkeit ................................................................... 78 4.6.3.2 Verhalten bei Moduldefekt .......................................................... 80 4.6.3.3 4.6.3.4

5

Thyri.toren....................................................................................................................__•.. 81 5.1 5.2

Aufbau und Wirkungsweise....................................................................................... 81 Kennlinie.................................................................................................................... 83

5.3

Das Einschaltverhalten............................................................................................... 83 5.3.1 Überschreiten der zulässigen Blockierspaonung........................................... 83

5.4

5.3.2 Überschreiten der zulässigen Spaonungssteilheit ......................................... 84 5.3.3 Gatestromzündung.........................................................................................84 Ausschalten................................................................................................................ 87 5.4.1

5.5

5.6

Netzgefiihrter Betrieb .................................................................................... 87

5.4.2 Se1bstgefiihrter Betrieb .................................................................................. 87 Ausfiihrungsformen. ................................................................................................... 90 5.5.1 Amplifying Gate-Struktur.............................................................................. 90 5.5.2

Zweirichtungs-Thyristoren............................................................................ 90

5.5.3 Der asymmetrisch sperrende Thyristor.......................................................... 91 5.5.4 Der lichtzündbare Thyristor.......................................................................... 91 Abschaltbarer Thyristor (GTO) ................................................................................. 91 5.6.1 5.6.2

Der asymmetrisch sperrende GTO ................................................................ 91 Ansteuerung................................................................................................... 92 5.6.2.1 Einschalten.................................................................................... 92 5.6.2.2

5.7 6

Parasitäre Induktivitäten............................................................... 80 EMV-Verhalten............................................................................ 80

Ausschalten................................................................................... 92

5.6.3 Betriebsbedingungen fiir einen GTO............................................................. 93 5.6.4 Der IGCT....................................................................................................... 94 Auswahl von Leistungsbauelementen........................................................................ 94

Wärme-Management ...................................................................................................•••..95 6.1 Die Verlustleistung..................................................................................................... 95 6.2

Das thermische Ersatzschaltbild................................................................................ 97 6.2.1

Der innere Wärmewiderstand Rth,Jc ..............................................................98

6.2.2 6.2.3 6.2.4

Der äußere Wärmewiderstand Rth,CA............................................................98 Die Wärmekapazität Ctb ................................................................................ 99 Der Wärmewiderstand des Kühlkörpers ...................................................... 100

x

Inhaltsverzeichnis 6.3

Kühlmedien.............................................................................................................. 102 6.3.1 Luftkühlung................................................................................................. 102 6.3.2 6.3.3

7

Stromrichterschaltungen.................................................................................................105 7.1 Grundfunktionen...................................................................................................... 105 7.2 7.3 7.4

Kennzeiclmung von Stromrichterschaltungen. ......................................................... 105 Einteilung nach der inneren Wirkungsweise............................................................ 106 Leistungssteuerverfahren......................................................................................... 107

7.5

Mittelpunktschaltung MI ......................................................................................... 107 7.5.1 Transformator-Bauleistung.......................................................................... 111 7.5.2 7.5.3

7.6

8

Wasserkühlung............................................................................................ 103 Siedekühlung............................................................................................... 103

Kapazitive Last. ........................................................................................... 112 Ohmsch-induktive Last. ............................................................................... 114

7.5.4 Ohmsch-induktive Last ntit FreiIaufdiode ................................................... 115 Wechselwegschaltung Wl ....................................................................................... 116 7.6.1 7.6.2

Stellerbetrieb ntit ohmscher Last... .............................................................. 117 Stellerbetrieb ntit ohmsch-induktiver Last .................................................. 119

7.6.3

Schaltbetrieb ntit ohmscb-induktiver Last... ................................................ 120

Wechselstromschaltungen••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••• 121 8.1 Die Mittelpunktschaltung MZU ...............................................................................121 8.2

8.1.1 Gleichspannungsbildung .............................................................................. 121 Die gesteuerte Mittelpunktschaltung MZC ..............................................................122 8.2.1 Die Wirkungsweise des Steuergenerators .................................................... 122 8.2.2 Passive Last... .............................................................................................. 123 8.2.2.1 Ohmsche Last... .......................................................................... 123 8.2.2.2 Ohmsch-induktive Last .............................................................. 124 8.2.3

Aktive Last. ................................................................................................. 126

8.2.4 8.2.5

Ventilbelastung ........................................................................................... 129 Trafo- und Ne1zgrößen................................................................................ 130 Bemessung einer Glättungsinduktivität... .................................................... 131 Die Kommutierung...................................................................................... 133 8.2.7.1 Überlappung............................................................................... 134

8.2.6 8.2.7

8.3

8.2.7.2 Die induktive Gleichspannungsänderung................................... 136 Die Brückenscbaltung B2 ........................................................................................ 139 8.3.1

Ventilbelastung............................................................................................ 140

Inhaltsverzeichnis 8.3.2 9

XI

Transformatorbauleistung............................................................................ 140

Drehstromschaltungen••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••• 141 9.1

Die Mittelpunktschaltung M3 .................................................................................. 141 9.1.1

Gleichspannungsbildung.............................................................................. 142 9.1.1.1 Ohmsche Last ............................................................................ 143 9.1.1.2

9.2

9.3

9.4

9.1.2

Ventilbelastung............................................................................................ 146 9.1.2.1 Spannung.................................................................................... 146 9.1.2.2 Strom.......................................................................................... 148

9.1.3

Netzstrom. ................................................................................................... 149

9.1.4

Die Kommutierung ..................................................................................... 150 9.1.4.1 Einfluss auf die Gleichspannung................................................ 151 9.1.4.2 Berechnung des induktiven Gleichspannungsabfalls .................. 153 9.1.4.3 Kommutierungseinfluss auf die Ventilspannung........................ 155

Die Brückenschaltung B6 ........................................................................................ 156 9.2.1 9.2.2

Gleichspannungsbildung.............................................................................. 156 Leitzustiinde der Ventile.............................................................................. 157

9.2.3 9.2.4

Stromrichtereingangsstrom. ......................................................................... 159 Netzstrom. ................................................................................................... 159

9.2.5 Bauleistung des Transformators .................................................................. 160 Zündimpulse ............................................................................................................. 161 9.3.1 Gleichspannungsbildung.............................................................................. 163 9.3.2 Einfluss der Kommutierungen..................................................................... 165 9.3.3 Auswirkungen nicht idealer Glättung auf die Gleichspannung................... 168 12-pulsige Schaltungen ........................................................................................... 170 9.4.1

9.5

Aktive Last................................................................................. 145

Stromrichter-Reihenschaltung..................................................................... 171

9.4.2 Stromrichter-Parallelschaltung.................................................................... 172 Höherpulsige Schaltungen....................................................................................... 174

10 Netzrückwirkungen..........................................................................................................175 I 0.1 Blindleistungsverhalten............................................................................................ 175

10.1.1 Die Kenulinie der Steuerblindleistung......................................................... 176 10.1.2 Oberschwingungsblindleistung.................................................................... 177 10.2 Stromoberschwingungen.......................................................................................... 178 10.2.1 Stromglättung.............................................................................................. 178 10.2.2 Spannungsglättung....................................................................................... 181

Inhaltsverzeichnis

XII 10.2.2.1

Passive PFC-Schaltung............................................................... 183

10.2.2.2

Aktive PFC-Schaltung................................................................ 184

I 0.3 Spannungsoberschwingungen. ................................................................................. 187 10.3.1 B2-Schaltung............................................................................................... 187 10.3.2 B6-Schaltung .............................................................................................. 189

11 Lastgeführte Stromrichter.............................................................................................. 195 11.1 Schwingkreiswechselrichter..................................................................................... 195 11.1.1 Betrieb mit eingeprägter Gleichspannung ................................................. .195 11.1.2 Betrieb mit eingeprägtem Gleichstrom ....................................................... 198 11.1.3 Vergleich der Wechselrichtertypen.............................................................200 11.2 Schwingkreiswechselrichter mit abschaltbaren Ventilen.........................................200 11.2.1 Strom- und spannungsloses Schalten........................................................... 202 11.2.2 Anwendungsbeispiel zum stromlosen Schalten (ZCS) ................................203

12 Selbstgeführte Stromrichter............................................................................................205 12.1 Wechselrichter mit eingeprägter Spannung (UWR) ................................................... 205 12.1.1 Mittelpunktschaltung mit AC-seitigem Mittelpunkt ...................................206 12.1.2 Ausführungsbeispiel mit Thyristorschalter.................................................. 207 12.1.3 3-phasige Brückenschaltungen.................................................................... 21 0 12.1.3.1

Betrieb mit passiver Last ...........................................................212

12.1.3.2 Betrieb mit einer Drehfeldmaschine...........................................212 12.1.3.3

Wechselrichter mit Phasenfolgelöschung...................................214

12.2 Wechselrichter mit eingeprägtem Strom (IWR) ......................................................216 12.2.1 Prinzip .........................................................................................................216 12.2.2 Wechselrichter mit Phasenfolgelöschung.................................................... 219

13 Die WIrkungsweise selbstgeführter UWR.....................................................................223 13.1 Schaltungen in Zweipunkttec1mik (2-level-inverter) ................................................ 224 13.1.1 Schaltfunktionen.......................................................................................... 225 13.1.2 Kurzzeit-Mittelwert. ....................................................................................226 13.1.3 Der Modulator............................................................................................. 227 13.1.4 Modulationsfunktion ................................................................................. .228 13.1.5 Aussteuerung...............................................................................................229 13.1.6 I-phasige Brückenschaltung ....................................................................... 230 13 .1.6.1

Grundfrequenztaktung................................................................231

13.1.6.2

Schwenksteuerung......................................................................232

Inhaltsverzeichnis

XIII

13 .1.6.3

Pulsweitenmodulation................................................................. 233

13.1.7 3-phasige Brückenschaltung........................................................................ 234 13.1.7.1

Die Spaonungsbildung................................................................ 235

13.1.7.2 Der Zwischenkreisstrom ............................................................238 13.2 Schaltungen in Dreipunkttechnik (3-1eve1-inverter)................................................. 242 13.2.1 1-phasige Brückenschaltung........................................................................ 245 13.2.2 3-phasige Brückenschaltung........................................................................ 246 13.3 Multi-level-Schaltungen........................................................................................... 249

14 Drehstromgrößen in RaumzeigerdarsteUung______________________________••••••••••••••••••••••••••••••••••251 14.1 Raumzeigertransformation....................................................................................... 251 14.2 Stromrichterspeisung................................................................................................255

15 Steuerverfahren för UWR.•••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••..••••..••••..••••...•••.257 15.1 Begriffe ....................................................................................................................257 15.2 Die Grundfrequenzsteuerung................................................................................... 262 15.3 Die Pulsweitenmodulation (PWM) .......................................................................... 263 15.3.1 Digitale Schaltungen. ...................................................................................266 15.3.2 Schaltfunktionen für 3-phasige Schaltungen............................................... 267 15.3.3 Steuerkennlinie ............................................................................................ 270 15.3.4 Off-line optimierte Schaltfunktionen. .......................................................... 272 15.3.5 Eliminationsmethode .................................................................................. 272 15.3.6 Optimierte Pulsmuster................................................................................. 273 15.3.7 Raurnzeigermodulation................................................................................ 274

16 Stromrichter und Maschinen.................................••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••____....•••277 16.1 Gleichstronunaschinen. ............................................................................................ 277 16.2 Elektronikmotor....................................................................................................... 280 16.3 Stromrichtermotor.................................................................................................... 281 16.4 Drehfeldmaschinen. ................................................................................................. 284 16.5 Zusatzverluste durch Stromrichterspeisung............................................................. 288 16.6 Leistungssteuerung bei konstanter Ständerfrequenz................................................ 289 16.6.1 Drehstromsteller W3 ................................................................................... 290 16.6.2 Pulsgesteuerter Läuferwiderstand................................................................ 291 16.6.3 Stromrichterkaskade.................................................................................... 292 16.6.3.1

Ausfiihrung mit Stromzwischenkreis ..........................................293

16.6.3.2

Ausfiihrung mit Spaonungszwischenkreis .................................. 294

16.7 Leistungssteueruog bei variabler Ständerfrequenz................................................... 296

XIV

Inhaltsverzeichnis 16.7.1 Prinzip des Direktumrichters ....................................................................... 296 16.7.2 3-phasiger Direktumrichter.......................................................................... 299 16.7.3 Frequenzumrichter....................................................................................... 299 16.7 .3.1

U/f-Kennliniensteuerung............................................................ 302

16.7.3.2 Feldorientierte Regelung............................................................ 303 16.7.4 Abschätzung der Zwischenkreisgrößen....................................................... 305 16.8 Energieeffizienz von elektrischen Antrieben. ........................................................... 307 17 Leistungselektronik und EMV........................................................................................311 17.1 Grundbegriffe.......................................................................................................... .311 17.1.1 Störgrößen in der Leistungselektronik........................................................ .312 17.1.2 Störfestigkeit.. ............................................................................................ .314 17.1.3 Störvermögen.............................................................................................. .314 17.1.4 Leituogsgebundene Störungen.................................................................... .314 17.1.5 Nicht leitungsgebundene Störungen........................................................... .314 17.1.5.1

Kapazitive Beeinflussungen...................................................... .314

17.1.5.2 Induktive Beeinflussungen......................................................... 315 17.1.5.3

Elektromagoetische Beeinflussungen......................................... 315

17.1.6 Psophometrischer Störslrom........................................................................ 316 17.2 Netzfilter................................................................................................................... 316 17.3 Motoranpassung an den Stromrlchter...................................................................... 320 17.3.1 Lagerströme ................................................................................................ .320 17.3.2 Wanderwellenprobleme.............................................................................. .320 17.3.3 Ausgangsfilter............................................................................................. .323 17.4 Weitere Maßnahmen................................................................................................ .324 18 Gleichspannungswandler.................................................................................................327 18.1 Tiefsetzsteller........................................................................................................... 327 18.2 Ausfiihrungsbeispiel zum Tiefsetzsteller................................................................ .327 18.3 Gleichstromsteller................................................................................................... .328 18.4 Gleichstromsteller mit aktiver Last.. ...................................................................... .331 18.5 Lückbetrieb ............................................................................................................. .333 18.6 Hochsetzsteller........................................................................................................ .336 18.7 Hoch-Tiefsetzsteller................................................................................................ .337 18.8 Sperrwandler........................................................................................................... .339 18.9 Durchflusswandler................................................................................................... 340 18.10 Schaltnetztei!e......................................................................................................... .341 18.10.1 Sekundär getaktetes Netztei! (AC-DC-Wandler) ...................................... 342

xv

Inhaltsverzeichnis

18.10.2 Primär getaktetes Netzteil (AC-DC-Wandler) ........................................... 342 18.10.3 Elektronischer Transformator (AC-AC-Wandler) .................................... .343 18.1 0.4 Pulsgleichrichter........................................................................................ 343 18.10.5 Kontaktlose Energieübertragungssysteme................................................. 345 18.10.6 Energiesparlampen.................................................................................... 346 18.10.6.1 Kompakt-Leuchtstofilampe..................................................... .346 18.10.6.2 Leuchtdioden (LEDs) ............................................................... 347

19 Stromversorgungen..........................................................................................................349 19.1 Unterbrechungsfreie Stromversorgungen. ................................................................ 349 19.1.1 Online-Systeme........................................................................................... .350 19.1.2 Ofiline-Systeme........................................................................................... 350 19.2 Photovoltaische Stromversorgungen. ...................................................................... .351 19.3 Brennstoffzellen-Stromversorgungen..................................................................... .352 19.4 Energiespeicher........................................................................................................ 353 19.4.1 Konzepte fiir akkugestützte Fahrzeugantriebe ............................................. 359 19.4.2 Speichertechnologien fiir Elektrofahrzeuge............................................... .360 Formelzeichen.••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••..••••..••••..••••..••••..••••...•••.364 Weiterführende Literatur••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••••367 Sachwortverzeichni................................................................................................................369

Hinweis Dieses Lehrbuch einschließlich aller Zeichnungen wurde mit dem freien Office-Paket OPENOFFICE erstellt.

I

1

Was ist Leistungselektronik ?

Elektrische Energie steht im Allgemeinen in Form einer Gleichspannung oder als ein- bzw. mehrphasige Wechselspannung zur Verfiigung. Viele Verbraucher benötigen elektrische Energie in angepasster Form, zum Beispiel als Wechselspannung mit veränderbarer Amplitude und Frequenz für den Betrieb von drehzahlvariablen Antrieben z. B. in Werkzeug-, Positionieroder Fahrzeugantrieben oder als geregelte Gleichspannung für den Betrieb von elektronischen Geräten. Der Energiefluss kann sich auch umkehren, so dass im Bremsbetrieb Energie zurückgewonnen werden kann. Hierdurch steigt der Wirkungsgrad an und der Verschleiß mechanischer Bremsen wird verringert. Bei Ausfall des Energieversorgungsnetzes können die Verbraucher mit Hilfe leistungselektronischer Einrichtungen aus einer Batterie versorgt werden. Die Leistungselektronik formt die bereitgestellte elektrische Energie in die vom Verbraucher benötigte Form um. Diese Umwandlung erfolgt verlustarm durch den Einsatz elektronischer Schalter. Durch den Schalterbetrieb unterscheidet sich die Leistungselektronik von der Analogelektronik, bei der eine Spannungsumformung durch lineare Stellglieder (Transistor) ähnlich wie bei einem Spannungsteiler erfolgt und daher mit hohen Verlusten verbunden ist. Leistungselektronik ist nach Abb. I-I das Bindeglied zwischen dem Energieerzeuger und dem Energieverhraucher. In das Fachgebiet der Leistungselektronik eingeschlossen sind die erforderlichen Mess-, Steuer- und Regeleinrichtungen. Energiequelle

t~ 51'il

Leistungselektronik

------------ --------------------------------------------------------------

~I

~o

Übergeordnete

SIgnalverarbeitung

~Ii!

Steuer-, Regelalgorithmen

Steuerung

AnstauersIgnale

Schaltbefehle

Treiber

----.

~

---------------

7

Leistungsteil

Fehler-

meldungen

------------ --------------------------------------------------------------

,

---------------

7

Verbraucher

Abbildung 1-1 Übersicht Der größte Nutzen der Leistungselektronik besteht derzeit in einer verbesserten Energieeffizienz leistungselektronischer Systeme. Dazu tragen reduzierte Verluste in den Bauelementen sowie optimierte Steuer- und Regelungsverfahren bei. Darüber hinaus fiihrt der zunehmende Einsatz der Leistungselektronik zu einer erhöhten Zuverlässigkeit elektrischer Systeme und zu Geräusch- und Gewichtsreduktionen. Leistungselektronik ist daher eine Schlüsseltechnologie mechatronischer Systeme. Da elektrische Energie in unterschiedlichen Formen eingesetzt wird, wie z. B. als Gleich-, Wechsel- oder Drehstromenergie, so sind bei der Energieumformung verschiedene Funktionen erforderlich, die in Abb. 1-2 dargestellt sind. Die Leistungselektronik kann auf eine jahrzehntelange Entwicklung zurückblicken. Nach der Entdeckung der Ventilwirkung eines Lichtbogens wurde 1902 der Quecksilberdampf-GleichJ. Specovius, Grundkurs Leistungselektronik, DOI 10.1007/978-3-8348-8270-7_1, © Vieweg+Teubner Verlag | Springer Fachmedien Wiesbaden GmbH 2011

I Was ist Leistungselektronik ?

2

richter entwickelt. Mit diesem Stromrichterventil entstand auch der Begriff der Stromrichtertechnik. Die Möglichkeit zur verlustarmen Steuerung des Energieflusses durch Anwendung der Gittersteuerung brachte ab 1925 den Durchbruch für stromrichtergespeiste Anlagen und Antriebe. Eine neue Entwicklung setzte ab 1958 mit Halbleiterbauelementen ein. Diese Bauelemente führten zu Anlagen mit vergleichsweise geringem Gewicht und geringem Platzbedarf bei hohem Wirkungsgrad und hoher Zuverlässigkeit. Mitte der sechziger Jahre folgte schließlich aus der Stromrichtertechnik der Begriff der Leistungselektronik. Abblldong 1-2

Grundfunktion der Leistungselektronik ist die Umfonnung elektrischer Energie. Der Leistungsbereich reicht vonmWbisMW.

Die zunehmende Schaltleistung der Bauelemente ist mit immer kürzeren Schaltzeiten verbunden. Die gleichzeitig zunehmende Leistungsdichte leistungselektronischer Geräte führt zum einen zur gegenseitigen Beeinflussung der Bauelemente durch elektrische und magnetische Felder sowie die Abstrahlung dieser Felder nach Außen (Elektromagnetische Verträglichkeit, EMV), zum anderen werden effektive Kühlsysteme zur Abfiihrung der elektrischen Verlustleistung erforderlich. Beide Problernfelder bestimmen im Wesentlichen die Leistungsfähigkeit und Ausfiihrung moderner leistungselektronischer Geräte und Anlagen. Einen Überblick über derzeit eingesetzte - und in diesem Lehrbuch behandelte Halbleiterventile - zeigt Abb. 1-3. Halbleiterventile

Abblldong 1-3 Übersicht über heute eingesetzte Halbleiterventile

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J. Specovius, Grundkurs Leistungselektronik, DOI 10.1007/978-3-8348-8270-7_2, © Vieweg+Teubner Verlag | Springer Fachmedien Wiesbaden GmbH 2011

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6

2 Grundlagen E

Abblldung 2-2

o

Flugzeit ~ Ladungsträger-

Elektron

L.beosdauer

Loch

ė

ė

o

Vernichtung eines LadungsträgerpiiIo""'" (Rekombination)

Prinzip der Eigen1eitung Es entsteht immer ein ElektronenLoch-Paar. Die Generation kann durch thermische Energie oder dmch Photonenenergie erfolgen.

Durch Energiezufuhr steigt die iotrinsische Trägerdichte an.

Aufbrechen der Bindung (Generation)

2.1.2

StörsteUenleitung

Die Entwicklung von Halbleiter-Bauelementen war erst möglich, als man die Ladungsträgerdichte gezielt festlegen konnte. Durch eine Dotierung des Halbleitermaterials mit Frerndatomen ist eine Einstellung der Ladungsträgerdichte bei einer definierten Temperator möglich. Da die Fremdatome Störstellen im Halbleiterkristall erzeugen, spricht man von einer Störstellellieitullg. Je nach Wertigkeit der Fremdatome erhält man ein Material mit Elektronenüberschuss (n-Halbleiter, Elektronenleitong) oder Elektronenmangel (p-Halbleiter, Löcherleitung). Wird das 4-wertige Silizium mit einem 5-wertigen Material wie z. B. Phosphor, Arsen, Antimon dotiert, so steht in Abb. 2-3a pro Frerndatom ein überschüssiges Elektron als Leitungselektron zur VertUgung. Die Bindungskräfte dieses überschüssigen Elektrons sind im Siliziumgitter stark herabgesetzt und es kann leicht aus dem Atomverband gelöst werden. Wird das 4Abblldung 2-3 Dotiertes Silizium

a) 5-wenig Arseo (As), Phosphor (P), Antimon (Sb) b) 3-wertig Bor (B), Aluminium (Al), Gallium (Ga), Indium (In) n-Halbleiter

p-Halbleiter

wertige Silizium mit einem 3-wertigen Material dotiert, so verschluckt die positive Fehlstelle des nicht gebundenen vierten Si-Elektrons förmlich ein Elektron und es herrscht Elektronenmangel (p > n,p-Halbleiter). Es kommt in Abb. 2-3b zu einer Löcherieitung. Sowohl die nals auch die p-Halbleiter sind trotzdem nach Außen elektrisch neutral. In den n-Gebieten werden die für den Stromfluss verantwortlichen beweglichen Elektronen durch zahlenmäßig gleich viele ortsfest im Siliziumgitter sitzende positive Ladungen (Donatoren) kompensiert. Die positiv geladenen beweglichen Löcher in den p-Gebieten werden durch die ortsfesten negativen Ladungen (Akzeptoren) kompensiert. Ein n- oder p-dotiertes Gebiet entspricht einem ohmschen Widerstand. Die Leitf"ahigkeit des Halbleiters kann durch Dotierung um bis zu vier Zehnerpotenzen eingestellt werden. Sind alle Störstellen im Halbleiter ionisiert, so spricht man

7

2.1 Die elektrische Leitflihigkeit

von einer Störstellenerschöpfung. Bei extrem tiefen Temperaturen « 70 K) sind viele Störstellen nicht ionisiert, und es besteht eine Störstellenreserve. Die eingestellte Trägerdichte wird nicht erreicht. Bei hohen Temperaturen übersteigt die Eigenleitungs-Trägerdichte die Dotierungsdichte, wodurch die eingestellte Trägerdichte ebenfalls unwirksam wird. À

Der praktische Einsatz von Halbleiterbauelementen kann daher nur in einem bestimmten Temperaturbereich erfolgen (typisch: -40 oe < t} < 160°C).

À

Anfgruud der nach Tab. 2.1 höheren Beweglichkeit von Elektronen gegenüber Löchern hat der n-Typ bei gleichem Querschnitt eine bessere elektrische Leitflihigkeit als der p-Typ.

2.2

Der pn-Übergang

Berühren sich ein p-dotiertes und ein n-dotiertes Halbleitermaterial, so spricht man im Grenzgebiet von einempn-Übergang. Im n-Gebiet herrscht im Vergleich zum p-Gebiet ein Elektronenüberschuss. Dieser Überschuss will sich durch Diffusion in das p-Gebiet ausgleichen. Es kommt zu einem Ladungsträgeraustausch zwischen beiden Gebieten, dem Diffusionsstrom. Elektronen des n-Gebietes diffundieren in die positiven Fehlstellen des p-Gebietes. Dabei erzeugen die eindiffundierten Elektronen ortsfeste negative Ladungen (-) im p-Gebiet. Im n-Gebiet entstehen durch die Elektronenabwanderung ortsfeste positive Ladungen (+). Durch Diffusion verschwinden im Laufe der Zeit alle frei beweglichen Ladungsträger aus der Grenzschicht. Die Folge ist eine sehr geringe elektrische Leitflihigkeit in der Grenzschicht (Isolator). Die beiderseits des pu-Überganges angelagerten Ladungen erzeugen in der Grenzschicht die E

negativ geladen p-Halbleiter elcktrisch neutral

XL

Oll /

-

+ 0

POSl·rtv

Abbildung 2-4 geladen

n-Halbleiter elektrisch neutral

E

+-~

------rnErsatzanordnung

"R

Symmetrischer pnÜbergang Die Grenzschicht wird als Raumladungsznne (RLZ) bezeichne!.

Grenzschicht, keine freien Ladungstriger

Feldstärke E, die wiederum eine Elektronenbewegung gegen die Feldrichtung hervorruft, den

Driftstrom. Der Driftstrom ist gegen den Diffusionsstrom gerichtet und behindert den Ladungsausgleich. Sobald der Driftstrom gleich dem Diffusionsstrom ist, fmdet keine Veränderung der Ladungsverteilung mehr statt, und man erhält eine stabile Ladungsverteilung in der Grenzschicht, die als Raumladungszone (RLZ) nach Abb. 2-4 bezeichnet wird. Die Breite der Raumladungszone hängt von der Höhe der Dotierung ab. Je geringer die Dotierung ist, desto weiter dehnt sich die Raumladungszone aus. Die ortsfeste Ladung links und rechts vom pnÜbergang wird durch die Raumladungsdkhte p(x) beschrieben. Die Integration der Raumladungsdichte über das Volumen dV~A dx (A: Querschnittsfläche) liefert in GI. (2-10) die Gesamtladung Q.

Ladung im n-Gebiet:

ʅQ

ĩ ˁʛ x ʜ Adx o

(2-10)

ʅ

ʅˁ

ʛ ʜ

ʵ

ė

ŏĩ ˁʛ ʜ

ˍʛ ʜ

ˁ

ˁ

ėˁ

ˁŏ ʵ

ėĩ

ˁʛ ʜ

ʛ ʜ

ė

ȩ

ȩ

ˍ ˍ

ˁ

ˁŏ ʵŏ

2.2 Der pn-Übergang

2.2.1

9

Der pn-Übergang mit äußerer Spannung

Legt man an die pn-Struktur nach Abb. 2-6 eine elektrische Spannung, so wird die Feldstärke E über der Raumladungszone je nach Polarität verstärkt oder geschwächt. Änderungen der Feldstärke beeinflussen aber den Driftstrom, so dass sich mit der angelegten Spannung die Breite der Raumladungszone dRLZ ändert. iF

Uo

Abbildung 2-6

R

pn-Übergsng in Durchla.srichtung gepolt

p

ȩ Die Breite der Raumladungszone dRLZ ändert .ich mit der sngelegteo Spannung Uo.

n

Wenn die äußere Spannung Uo entgegen gerichtet ist zur Diffusionsspannung UD, so wird der Driftstrom geschwächt. In der Folge wird die isolierende Raumladungszone schmaler. Erreicht Uo den Wert der Diffusionsspannung UD, so ist die Raumladungszone völlig abgebaut, d. h. die ladungsträgerfreie Zone verschwindet und die isolierende Wirkung der Raumladungszone ist aufgehoben. Ein Stromfluss über den pn-Übergang hinweg ist nun möglich. Diese Polung wird daher mit Durchlas.richtung bezeichnet. Im Falle der entgegengesetzten Spannungspolarität wird die Raumladungszone durch den verstärkten Driftstrom breiter, ein Stromfluss ist in dieser Polung nicht möglich. Diese Polung wird mit Sperrrichtung bezeichnet.

2.2.2

Der pn-Übergang im Durchlasshetrieb

Ist die äußere Spannung in Durchlassrichtung gepolt und größer als die Diffusionsspannung UD, so fließt scheinbar ein Elektronenstrom durch den pn-Übergang. Damit der pn-Übergang an den Stromkreis angeschlossen werden kann, sind in Abb. 2-7 metallische Kontakte jeweils an der n- bzw. p-Zone vorgesehen. In der n-Zone bildet sich ein Elektronenstrom in' in der pZone ein Löcherstrom ip aus. Die Ladungsträger, also Löcher und Elektronen, bewegen sich als Dijfosionsströme aufeinander zu. Beim Zusammentreffen Loch-Elektron findet eine Rekombination statt, beide Ladungsträger sind damit in ihrer Wirkung neutralisiert.

I

metal1ische

Rekombination im pn-Übergang

,

Leitung~

technische Stromnc . htung I

~ Elektronenstrom

~

Löcherstrom ip

$

p

~

~

A

Elektronenstrom in

n

Abbildung 2-7 Stromfluss im idealen pn-Übergsng

Bei einem idealen pn-Übergang würde diese Rekombination unmittelbar am pn-Übergang erfolgen. In realen Halbleitern verläuft dieser Rekombinationsvorgang auch beiderseits des pn-

˃

ŏ˃

ȩ

˃

ˁ ˁ ė

ˍ

ˍ

d RLZ

U RLZ

12

2 Grundlagen

2.2.4

Die Durchbruchmechanismen des pn-Überganges

Durch Eigenleitungsprozesse befinden sich in der Raumladungszone nach GI. (2-8) inuner freie Ladungsträger. Die Elektronen bewegen sich unter dem Einfluss der elektrischen Feldstärke E und der thermischen Energie in der Raumladungszone und stoßen ab und zu mit einem Siliziumatom zusammen, wobei Bewegungsenergie vom Elektron auf das im zeitlichen Mittel ortsfeste Siliziumatom übertragen wird. Wenn die Feldstärke E groß genug ist, kommt es vor, dass ein Elektron zwischen zwei Zusammenstößen eine so große kinetische Energie aufgenommen hat, dass beim nächsten Zusammenstoß mit einem Siliziumatom ein Valenzelektron aus einer Bindung herausgeschlagen werden ksnn. (Stoßionisierung, Abb. 2-11). Es entsteht ein zusätzliches Elektronen-Loch-Paar, das durch weitere Zusammenstöße zusätzliche Ladungsträger generiert. Der Sperrstrom steigt somit ab einer bestimmten ,,kritischen Feldstärke" durch eine Art Kettenreaktion lawinenartig an, weshalb man vom Lawinen-Durchbruch bzw. Avalanche-Durchhruch spricht. À Mit steigender Temperatur ninunt die freie Weglänge (Beschleunigungsstrecke) ab, so dass es zu einem Anstieg der Durchbruchspannung mit der Temperatur kommt (pTC). Elektron auf

Silizium-Atom

zusätzliches,

~'''~ ~~8-> ~

~

J:~on

E vor der Kollision

Lo~ E

I

Abbildung 2-11

Stoßionisation

8-> 8->

nach der Kollision

Bei stark dotierten pn-Übergängen kommt es bei steigender Sperrspannung dazu, dass die Raumladungszone zu schmal ist, als dass in ihr aufeinander folgende Stoßprozesse stattfmden könnten. Die freien Elektronen verlassen die Raumladungszone, bevor sie mit Siliziumatomen zusammengestoßen sind. Zwar stoßen sie außerhalb der Raumladungszone noch mit einem SiIiziumatom zusammen und können ein Elektronen-Loch-Paar erzeugen, doch dieses Ladungsträgerpaar trägt nicht zum Sperrstrom bei, da außerhalb der Raumladungszone kein elektrisches Feld wirksam ist. Wird die Feldstärke in Abb. 2-12 jedoch so groß, dass durch die Feldstärke selbst in der Raum1adungszone Elektronen aus ihrer Bindung herausgerissen werden, so entstehen zusätzliche Elektronen-Loch-Paare, die ebeufalls zu einem plötzlichen Anstieg des Sperrstromes führen. Dieser Fall wird als Zener-Durchbruch bezeichnet. À

Mit steigender Temperatur wird das Aufbrechen der Bindungen beschleunigt, wodurch es zu einem Abfall der Durchlassspannung kommt (NTC-Verhalten).

.:. e-;';;, ~

Silizium-Atom

- Si -~-

•

'~'"

-------'

E

Abbildung 2-12 Zener-Effckt

Ladungsträgerpaar

ˍ

À À

ˍ

14 À

2 Grundlagen Für Leistungsanwendungen werden Bauelemente benötigt, die sehr gute Durchlasseigenschaften mit gleichzeitig sehr hoher Spannungsfestigkeit verbinden.

Im Weiteren wird gezeigt, wie eine hohe Spannungsfestigkeit zusammen mit einem geringen Durchlasswiderstand realisiert werden kann. Eine Möglichkeit zur Erzielung dieser Forderungen besteht in der unsymmetrischen Dotierung des pn-Überganges.

Das optimale Durchlassverhalten zeigt die Dotierung mit einer eigenleitenden Mittelschicht, die so genannte pin-Struktur nach Abb. 2-14. Weitere Einzelheiten siehe [I, 7].

Abbildung 2-14

ˍ URIZ

Feldstärkeverlaufbei eigenleitender Mittelschicht

pön (i: intrinsic, eigenleitend)

o

.~ d .

!.

p

x

Ist die mittlere Schicht schwach n-dotiert (nJ,

so lautet die Bezeichnung:

.i

psn (s: soft, schwach dotiert).

ˁ

x i

E

i

~ dRIZ ---'-~'I x

Im Durchlassbetrieb wird die Mittelschicht voo beiden Seiten mit Ladungsträgern überschwemmt. Die Ladungsträgerzahl - und damit die Leitf"ahigkeit - wächst mit dem Durchlassstrom an. Daraus resultiert ein sehr niedriger Durchlasswiderstand der Mittelschicht. À

Die pin oder psn Struktur wird fiir Leistoogsbauelemente gewählt, weil sie ȩ eine hohe Sperrspannungsfestigkeit bietet und ȩ einen geringen Durchlasswiderstand aufWeist.

À

Der Auf- und Abbau der Leitfähigkeit in der Mittelschicht benötigt Zeit. Dies zeigt sich in einem ungünstigen dynamischen Verhalten.

IJ ŏʛ

ė ʜ

IJ

J. Specovius, Grundkurs Leistungselektronik, DOI 10.1007/978-3-8348-8270-7_3, © Vieweg+Teubner Verlag | Springer Fachmedien Wiesbaden GmbH 2011

ė

NŏU Tŏln

uF

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iF

À À

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iF ʅ I S IS

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ʅ RS iF

für:

i F >> I S

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ʅ

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ĩ

ŏ

U0 R

Id

U 0ėu F ʛ I d ʜ R

ʧ

ʧ

ʧ ʧ

19

3.2 pin-Diode

Zwischenschicht (i-Schicht von intrinsic) der Breite Wj (Wj IJ 2 Diffusionsweglängen, entspricht ca. 100 I'm - 300 I'm) eingefügt wird (pin-Diode). Oft ist die Mittelschicht fettigungsbedingt schwach n-dotiett (nė), was durch die Bezeichnung psn-Diode (s-Schicht, schwach dotiett) ausgedrückt wird. Abb. 3-7 zeigt den Aufbau einer pin-Leistungsdiode [7]. Darin sind auch die Spannungsabflille für den Durchlassbetrieb angegeben. Bei einer pin-Diode ist ein Kompromiss zwischen Durchlass- und Sperr- und Schaltverhalten erforderlich. Um

...---... Upj

---1

--=-

Uin

...---...

p+

n+

I..

Wj

~I

~

Abblldung 3-7 Aufbau einer pin-Leistungsdiode

3.2.1 Das Sperrverhalten Die Mittelschicht vergrößert gegenüber der po-Diode die Sperrspannungsfestigkeit um mindestens den Faktor 5. Die Sperrspannung wird in den drei Zonen der pin-Struktur, hauptsächlich im i-Gebiet aufgebracht, wodurch die Feldstärke E sich über einen erweiterten Bereich erstreckt. Im dargestellten Fall nach Abb. 3-8 verläuft die Feldstärke über die gesamte Mittelschicht bis in die rechte n-Schicht. In der n-Schicht wird die Feldstärke zu Null abgebaut, weshalb diese Schicht hierbei als Stoppschicht bezeichnet wird. p(x)

w,

Abblldung3~

Raumladungsdichte und Feldstärke einer psn- und pin-Diode

E(x)

ppsn (x) ppin (x)

. . . . . . . . . . . . . . . ~.~:.!.j

Ix

ȩ Bei einer pin-Diode verläuft die Raumladungsdichte p(x) im Mittelgebiet bei Null, und E(x) ist im Mittelgebiet konstaot.

3.2.2 Das Durchlassverhalten Das Mittelgebiet wird proportional zum Durchlassstrom mit p- und n-Ladungsträgern überschwemmt (Diffusionsstrom). Die Rekombination im Mittelgebiet führt zu guten Durchlasseigenschaften. Abb. 3-9 zeigt zusätzlich zu den Diffusionsströmen in den p- und n-Zonen den Rekombinationsstrom ij über das eigenleitende Gebiet. Der Spannungsabfall der Diode im Durchlassbetrieb, UF, setzt sich nach Abb. 3-7 aus drei Anteilen zusammen. Der Spannungsabfall über dern Mittelgebiet, Urrv ist abhängig von der Stromdichte UF) und kann bei sehr kleinen Stromdichten praktisch vernachlässigt werden. Dann liegt näherungsweise das Durchlassver-

ʎi F

UF

A

B iF

C ln

iF

D iF

A

À

3.2 pin-Diode

21

Tabelle 3.1 Bauteilspezifische Koeffizienten

Kennwerte für GI. (3-7)**

Diodendaten*

e

D

0,10035

5,71812' 10-5

-0,0052908

-il,04360

0,10422

7,60000'10--5

0.0024300

0,81965

-0,13673

5,73000' 10-5

0,0424350

Kurve

Typ

URRM

I FAVM

1

OS2101

1500 V

7810A

0,08171

2

OS2907

5200 V

4914A

3

OS2012

6000 V

1320A

B

A

oe,

*) Gehäuseternperatur 75 URRM und I FAVM ist in Kapitel 3.2.6 definiert. **) Der Gültigkeitsbereich (Strombereich, Gehäusetemperatur) ist zu beachten.

3.2.3 Das Schaltverhalten Die Mittelschicht ist im Durchlassbetrieb mit Diffusionsladungen überschwemmt Diese Diffusionsladungen müssen beim Einschalten in das Mittelgebiet eingebracht werden, beim Ausschalten müssen die Ladungen aus der Mittelschicht wieder ausgeräumt bzw. durch Rekombination abgebaut werden. Beim Schaltvorgang ändert sich also die Anzahl an Ladungsträgern im Mittelgebiet, weshalb hier von transienten Trägerdichten gesprochen wird. In Abb. 3-11 sind unterschiedliche Leitzustände einer pan-Diode dargestellt

DotierungsprofIl der pan-Struktur

BegInn des Ausschaltvorganges (iF < 0) Die Ladungsträger werden aus dem Mittelgebiet abgezogen. Dabei sind die leichtbeweglichen Elektronen zuerst vom linken Rand weg AbbUdung 3-11 Zum Schaltverhalten der psn-Diode

Durchlasshetrieh (iF > 0), das schwach dotierte Mittelgebiet ist mit Ladungsträgern überschwemmt

Tail-Phase (iF -+ 0) Ende des Ausschaltvorganges, die restlichen Löcher müssen bei Strom Null durch Rekombination im schwach dotierten Mittelgebiet abgebaut werden. Die RLZ nimmt Spannung auf.

ȩ

˂ ˂

Ė

ė ė

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ʅ

ʆ

ʉ

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ʆ

ʇ

˂ ˂

ʜ

24

3 Dioden

kung einer TSE-Beschaltung zeigt die Simulation nach Abb. 3-17 mit R ~ 5 ʰ C ~ 3 !lF, L ˂ ~ 10 !IR. Siehe auch [7, 15]. Die Spannungsüberhöhung AUe ermittelt sich näherungsweise nach der io Abb. 3-16 angegebenen Gleichung.

~

Abblldung 3-16

La ...

TSE-Beschaltung einer Diode

TSE-Beschaltung

Abblldung 3-17 Simulation des typischeu AbschaItverhaltens einer Leistungsdiode (siehe Abb. 3-14)

t

t Vergleich: ȩ oboe Beschaltung ȩ mit Beschaltung

...

~

Uo

t

~--~--~--~~-----­ .duc \. .-----UF

f

3.2.3.3

mit Beschaltung

Schaltverluste

Schaltverluste treten auf, sobald Ventilspannung und Ventilstrom beim Schaltvorgang ungleich Null siod. In Abb. 3-18 siod der Ventilstrom i y und die Schaltverluste Ps beim Ausschaltvorgang dargestellt. Es ist zu erkermen, dass im Wesentlichen die Restladung Q. für die Schaltverluste Ps verantwortlich ist. Die Rückstromspitze l RM ist im Wesentlichen vom Gleichstrom 10 zu Beginn der Abschaltung und von der Stromsteilheit di/dt abhängig (vgl. Abb. 3-19).

ĩ

ʅ

Ģ



Ģ

ȩ

ʧ

ʧ

ʧ

Ė

ė

ė

ė

iF 2

ƗǑ

Gesamtstrom einer Parallelschaltung

I T < n PŏI M

ʴ ʴ

ė

ŏ

ʆ

ʴ

ʛ ė ʴ ʜŏ ŏ

À À

ʅ ʛ

ė

ė

À

ʜŏ

ė

ŏ

ʅ

29

3.2 pin-Diode

3.2.6 Einsatzkriterien f"ür Dioden Abb. 3-24 zeigt den typischen Verlauf der Spannungsbelastung einer Diode im Gleichrichterbetrieb. Bei der Spannungsfestigkeit einer Diode wird zwischen einer periodischen Spannungsbelastung U RR (repetitive peak reverse blocking voltage), wie sie bei Wechselspannungsanwendungen z. B. durch periodische Kommutierungsvorgänge auftreten, und nicht periodische Spannungsspitzen URS (surge peak reverse blocking voltage), wie sie z. B. durch Schalthsndlungen im Versorgungsnetz auftreten können, unterschieden. Zur Auswahl einer Diode werden dem Spannungsverlauf UR die Werte fiir URR und URS entnommen.

t

ʎ 2ŏU 0 URR

Abblldung 3-24

Sperrspannungsverlauf einer Diode Definition von URS undURR

URS

Eine Diode kann folgende Spannungsfestigkeiten aufweisen: À

URSM> URS URSM (Maximum surge peak reverse blocking voltage) ist die maximale Spannung, die eine Diode sperren kann. Überschreitet UR diesen Wert, so kommt es zum Ausfall der Diode (Kurzschluss). Bei der Angabe von URSM wird eine Wiederholfrequenz von 5 Hz angenommen. À

URRM>URR URRM (Maximum repetitive peak reverse blocking voltage) ist die maximale Spannung, welche die Diode als 10 ms-Sinushslbschwingung mit 50 Hz wiederholt sperren kann. Überschreitet UR diesen Wert, so kommt es zu einem thermischen Durchbruch, und damit ebeufalls zum Ausfall der Diode (typisch: URRM = URSM - 100 V, Bemessung: URRM 2: 2,5 uo).

Für den Durchlassstrom ip wurden folgende Werte definiert: À

I pAVM Die Stromtragflihigkeit einer Diode wird durch den Gleichstrom-Mittelwert I pAVM (Maximum average forward current) ausgedrückt. I pAVM bezieht sich auf eine 1800 Sinushslbschwingung bei einer Gehäusetemperatur von 85 °C. Zwar ist diese Definition willkürlich, erlaubt aber einen Vergleich der Strombelastharkeit von Dioden unter einheitlichen Bedingungen. À I pSM I pSM ist der maximale Spitzenstrom (Maximum peak forward surge current), den eine Diode

als eimnalige 10 ms-Sinushslbschwingung mit anschließender Abschaltung (Erholzeit) ohne Zerstörung führen kann. Dieser Wert ist Grundlage zur Bemessung von Sicherungen und Schaltgeräten fiir einen Fehlerfall (Kurzschluss, Überstrom). À

Pt

Folgt aus der Integration des Durchlassstromes. Bei Erreichen des zulässigen Grenzwertes z. B. infolge einer Überlast muss der Strom abgeschaltet werden (Abkühlungspause).

ŏ

ė

ė

ė ŏʛ

ė ʜ

Ȋ

Ȋ

ȋ

ȋ

Ȋ R i,Quelle

U0 IK

R opt

ȋ Ȋ

ˊ

À À À

°

°

U MPP I MPP

33

4 Transistoren Zu Beginn der Entwicklung abschaltbarer Halbleiter-Bauelemente wurde der Bipolar-Transistor (Bn fiir den unteren und mittleren Leistungsbereich eingesetzt. Heute sind BTs aus vielen Anwendungen verschwunden, ihre Funktion wurde vielfach durch MOSFETs und IGBTs ersetzt. Trotzdem bildet die bipolare Transistorstruktur weiterhin den Kern vieler modernen Bauelemente, so dass ihre Kenntnis für das Verständnis der Wirkungsweise moderner Leistungsbauelemente wie z. B. GTO-Thyristoren oder IGBTs nach wie vor von großer Wichtigkeit ist. Im Folgenden wird daher zunächst der Bipo\artransistor fiir kleine Leistungen vorgestellt, der im weiteren auch als Signaltransistor bezeichnet wird. Hierbei geht es um den Aufbau, die Wirkungsweise und Transistor-Kennwerte speziell fiir den Schalterbetrieb. Schließlich wird der Leistungs-Bipo\artransistor mit seinen typischen Unterschieden zum Signaltransistor behandelt. Aufbauend auf der bipolaren Transistorstruktur wird der Thyristor und der GTO-Thyristor bzw. IGeT vorgestellt. Nach Einführung des MOSFET-Leistungstransistors folgt schließlich der IGBT, das heutige ,,Arbeitspferd" der Leistungselektronik. Im IGBT sind die Vorzüge bipolarer Transistoren (Leistung) mit denen des MOSFET (Ansteuerung) vereint. Mit dem IGBT lassen sich derzeit Spannungen bis über 6 kV bzw. Ströme über 3 kA mit einem vergleichsweise geringen Steueraufwand beherrschen.

4.1

Bipolartransistor

Der Bipolartransistor (BT) besitzt eine npn-Struktur, zeichnet sich durch ein hohes Sperr- und Schaltvermögen aus und hat durch sein Sänigungsverhalten geringe Dorchlassverluste. Der BT ist ein stromgesteuertes Bauelement, entsprechend hoch ist der Ansteueraufwand.

4.1.1

Aufbau

Den Aufbau und die symbolische Darstellung zeigt Abb. 4-1. Der BT verfügt über drei Anschlüsse: den Basis- (B), den Emitter- (E) und den Kollektoranschluss (C).

E

l

I

in j

t

le

!p

e

e n

B

B p

...

in

n

l .................................. ~

Ansicht um 180 0 gedreht

E

Struktur eines npn-Bipolartransistors (BT) Abbildung 4-1 Aufbau und Symbol eines Bipol_ansistors

J. Specovius, Grundkurs Leistungselektronik, DOI 10.1007/978-3-8348-8270-7_4, © Vieweg+Teubner Verlag | Springer Fachmedien Wiesbaden GmbH 2011

E Symbol

34

4 Transistoren

4.1.2

Wirkungsweise

UCE > 0, offeue Basis

)~

p n

Bei offener Basis fiibrt die Kollektor-Emitterspannung UCE zum Aufbau eiuer Raumladungszone (RLZ). Über der RLZ tritt die Feldstärke E auf. Überscbreitet E deu zulässigen Wert E max (UCE > UCEO), so kommt es zum Sperrschicht-Durchbruch, dem so genannteu 1. Durchbruch. Bis zum 1. Durchbruch ist der Kollektorstrom praktisch vernachlässigbar.

UCE > UBE> aktiver Betrieb

)"

Wird zusätzlich iu die Basis der Basisstrom iB eiugespeist, so bewegen sich Elektronen vom Emitter iu die Basiszone, d. h. es werdeu Elektronen iu die Basiazone emittiert. Elektronen, die bis zum Rand der RLZ vordriugen, werden von der dort anliegendeu Feldstärke E über die RLZ hiu zum Kollektor abgesagt. Dadurch lIießt eiu Sperrstrom über deu np-Übergang, der Kollektorstrom ic. Die Größe von iC lässt sich über deu Basisstrom iB steuern (Abb. 4-2). Das Verhältnis von ic zu iB wird als Stromverstärkung B bezeichnet.

Mit wachsender Spannung UCE breitet sich die RLZ iunner weiter iu die Basiszone aus. Die Feldstärke E wirkt daher auch auf Elektronen, die den Rand der RLZ vorher noch nicht erreicht hatten. Die Folge ist eiu mit steigender Spannung UCE anwachsender Kollektorstrom ic, obwohl iB konstant bleibt. Dieser Effekt wird als "iunere Rückwirkung" oder "EarIyEffekt" bezeichnet. Die Ausgangskennliuien verlaufen dadurch nicht mebr parallel, sondern mit eiuer leichteu Steigung. Die Konstruktion des Kennliuienverlaufes iu Abb. 4-2 erfolgt mit eiuer Hilfsgröße, der Early-Spannung UEarly'

UCE < UBE, SättigungsbetrIeb

iB

UBcl

n p

UBE!

n

ic

)-

ErsatzdarsteIlung des Transistors iro Sättigungszustand (UBC > 0, BC-Diode leitet)

BC-Diode B

C

) E

"CE

35

4.1 Bipolartransistor

Ist uCE kleioer als "BE, so existiert keioe RLZ und die Kollektor-Basis-Diode leitet. Der Transistor wird dano als gesättigt bezeichnet. Der Spanoungsabfall uCE kano io diesem Fall nicht größer werden als uBE' Die Grenzkennlioie für den Sättigungsbetrieb (UBC ~ 0) stellt somit eioe Diodenkeunlioie dar.

>

Der bipolare Schalttransistor wird deshalb eiogeschaltet stets io Sättigung betrieben, da hierbei der geringste Spanoungsabfall arn Transistor (UCE,s.') - und damit die geriogste (Durchlass-) Veriustieistung - auftritt. (typische Sättigungsspanoung uCE ... : der Schaltfrequenz

fs die Schaltverluste Ps. Mit den Durchlassverlusten PD erhält man die Gesamtverluste Py eines Halbleiterschalters nach GI. (4-4). inW

(4-4)

Die Schaltverluste Ps verhalten sich proportional zur Schaltfrequenzfs. In der Praxis wird die Schaltfrequenzfs höchstens so groß gewählt, dass Ps gleich den Durchlassverlusten PD ist. Da unterschiedliche Bauelemente auch unterschiedliche Schaltenergien aufweisen, lassen sich je nach Bauelement auch unterschiedliche Schaltfrequenzen realisieren. Beim Bipolartransistor liegt die obere Grenze für fs bei 5 kHz. Während des Ein- und Ausschaltvorganges kommt es im Transistor kurzzeitig zu iohomogenen Ladungsverteilungen mit der Folge unterschiedlicher Stromdichten. So konzentriert sich beim Einschalten der Strom zunächst nur in kleinen Gebieten der Basis-Emittergrenze, so dass eine hohe Stromdichte beim Einschalten den Transistor durch lokale Überhitzung gefährdet. Beim Ausschalten sind die Ladungsträger im zentralen Emitterbereich verteilt. Eine hohe Spannungssteilheit beim Ausschalten fiihrt daher ebenfalls zu lokalen Leistungsspilzen, die den Transistor zerstören können (2. Durchbruch). Für einen sicheren Betrieb hat man deshalb das ic-ucE-Keonlinienfeld in unterschiedliche Bereiche aufgeteilt. Es gibt Bereiche, in denen Arbeitspunkte für einen Dauerbetrieb liegen können (statischer Betrieb), Bereiche für einen Kurzzeitbetrieb wie es z. B. bei Schaltvorgängen

4 Transistoren

38

aufuitt ( dynamischer Betrieb) und Bereiche, in denen keine Arbeitspunkte zugelassen werden. Das zulässige Gebiet wird als sicherer Arbeitsbereich (Safe Operating Area) SOA bezeichnet und in das Ausgangskennlinienfeld eingetragen (siehe Abb. 4-5). Man unterscheidet einen sicheren Arbeitsbereich jeweils für den Ein- und Ausschaltvorgang. Der Einschaltvorgang (mit positiver Ansteuerung) wird durch den sicheren Vorwärts-Arbeitsbereich (Forward Bias SOA, FBSOA) in Abb. 4-5 beschrieben, der Ausschaltvorgang (mit negativer Ansteuerung) wird durch den sicheren Rückwärts-Arbeitsbereich (Reverse Bias SOA, RBSOA) beschrieben. Der sichere Arbeitsbereich darf auch bei Schaltvorgängen nicht verlassen werden. Dauer-Verlustleistuog

Thermischer Durchbruch (2. Durchbruch)

Stromgrenze

AbbUdung 4-5

Zulässige Arbeitsbereiche eines Bipolarlransistors (SOA)

i

Bei Schalthandlungen liegen die Strom- und Spannuogswerte kurzzeitig innerhalb

Dynamischer Arbeitsbereich

ic

des

"dynamischen Arbeits-

bereiches".

Statischer Arbeitsbereich UCE ----1~~

4.1.4

Der bipolare Leistungstransistor

Zur Leistungssteuerung muss ein Schalttransistor hohe Ströme schalten können und eine hohe Spannungsfestigkeit aufweisen. Zur Erhöhung der Spannungsfestigkeit ist analog zur psn-Diode eine schwach dotierte Zone n- in den n-Kollektor eingebracht. Hierdurch unterscheidet sich der Leistungstransistor nach Abb. 4-6 vom Signaltransistor nach Abb. 4-\. Die Einfiiguug der schwach dotierten Zone n- fiihrt jedoch zu einer verringerteo Stromverstärkuug des Leistungstransistors. Der Ansteuerungs-Leistungsbedarfist daher entsprechend hoch.

-----, / Uß!.- I

E

•

UCE

ic

•

c

)

B ___U_B_C_ _......._

rln~=nln~nlnnnnn:=nnnnlnn~=nI1nnnnn"----. . . . . .~ . ; ~ _------' L _________________________________________________________________ -'

Prinzip des Leistungstransistors

AnsIcht um 90 gekippt

AbbUdung 4-6 prinzip und Aufbau eines bipolaren Leistungstransistors

Aufbau

4.1 Bipolartransistor

4.1.5

39

Die Arbeitspunkte des bipolaren Transistorschalters b)

a)

.~~.

ic

ic

3

iB

~ "CE "CE

Abbildung 4-7 Messschaltung und Ausgangskenn1inie eines Leistungstransistors

Wird bei konstantem Basisstrom iB die Spannung "CE von 0 V bis zu einem Maximalwert verändert, so erhält man eine Ausgangskenn1inie nach Abb. 4-7b. Die drei Abschnitte dieser Kennlinie werden mit Sättigung (I), Quasisättigung (2) und aktiver Bereich (3) bezeichnet. Kennzeichen ist die Polarität der Basis-Kollektorspannung UBC' 1

Sättigungsbereich

UBC>O

Basis-Kollektordiode leitet

2

Quasisättigung

UBC>O

Wie 1

3

aktiver Bereich

UBC so ist "DF > 0 und die Freilaufdiode überninunt schlagartig den Laststrom iv Nach der Stromübergabe auf die Freilaufdiode wird der Laststrom von der Induktivität L weiterhin aufrecht erhalten, sinkt aber mit der Zeitkonstanten Tauf Null (ideale Diode angenommen). Wegen di/dt< 0 ist"L negativ. Um den Abbau von i L zu beschleunigen, wird zur Freilaufdiode Dp in Abb. 4-22 eine Z-Diode Z in Reihe geschaltet. Hierdurch arbeitet die Induktivität auf eine Gegenspannung (Zener-Spannung Uz) und wird bei gleicher Zeitkonstanten ~ schneller entmagnetisiert (Abb. 4-24). Wie in Abb. 4-23 dargestellt, ist "CE während des Freilaufs um die Zener-Spannung vergrößert auf "CE = Ud + Uz. Die Spannungsfestigkeit des Transistors bestimmt daher die zulässige Zener-Spannung. i

Abblldnng 4-24 Stromverlaufbeim Abschalten einer Induktivität mit nod ohne Z-Diode im Freilaufzweig

Ud R

o _ Uz

I

.~~iode

t

.......•...•...•.i-•...•............•...•...•...•...•. ' .....................•...•...•...•...•.................::::::.'::::._...... .

R :t

t----J.

Durch Uz will sich der Strom iL theoretisch umkehren. Im Stromnnlldnrchgang ist die Energie der Induktivität L abgebaut nod der Strom bleibt O.

48

4.2.2

4.2.2.1

4 Transistoren

Schalten eines eingeprägten Stromes

Weiches Schalten

In einem Stromkreis nach Abb. 4-25 werden Schaltvorgänge durch die Induktivität des Stromkreises bestimmt. Beim Einschalten des Transistors T bricht die Spannung "CE sofort auf '" 0 zusammen. Die Steilheit von ie wird durch Ud und L" bestimmt. Beim Ausschalten bestimmt der Transistor T zur Spannungsbegrenzung über die Ansteuerung die Stromsteilheit.

-

-

Abbildung 4-25 Ein-und Ausschalten eines induktiven

Id ic

La bestimmt die Stromsteilheit und übernimmt die gesamte treibende Spannung

Stromkreises

La verursacht beim Abschalten eine hohe Spannungsbelastung des Transistors

Die Spannungsbelastung des Transistors ist beim Ausschalten durch die Summe von Betriebsspannung und induzierter Spannung "Lu gegeben. Die Stromsteilheit muss dann so begrenzt sein, dass "Lu zusammen mit Ud nicht den Transistor zerstört. Den Verlauf der Ströme und Spannungen zeigt Abb. 4-26. Abbildung 4-26 Schalten eines eingeprägten

Stromes in einem stark induktiven Stromkreis (weiches Schalten)

> Beim Einschalten bricht die Spannung UCE rast auf Null zusammen, so dass es nur geringe Einschaltverluste gibt.

» Beim Ausschalten muss die Stromsteilheit so gering gewählt werden, dass die induzierte Spannung nicht den Transistor geflihrdet (Durchbruch).

> Die in der Induktivität gespeicherte Energie WL muss beim Ausschalten im Transistor in Wärme umgewandelt werden. Dies ist mit hoben Ausschaltverlusten verbunden.

49

4.2 Betriebsarten

4.2.2.2

Hartes Schalten

In einem induktivitätsfreien Stromkreis nach Abb. 4-27 ist die Stromsteilheit allein durch den Transistor T bestinnnt. Überspannungen treten (ideal) nicht auf. Die Spannung uCE bleibt während des gesamten Einschaltvorganges auf dem Wert der Betriebsspannung Ud. Die Folge sind hohe Einschaltverluste. Abbildung 4-27

Hartes Schalten, Ersatzschaltbild Beim harten Schalten arbeitet der Transistor direkt an der Spannung des Kondensators. Der Stromkreis ist daher, abgesehen von unvermeidbaren Leitungsinduktivitäten, induktivitätsfrei. Unvermeidliche parasitäre Induktivitäten des Stromkreises führen beim Einschalten jedoch zu einer reduzierten Spannung UCE und so zu einer Einschalt-Entlastung des Transistors. Beim Ausschalten belasten diese Induktivitäten den Transistor jedoch mit einer Überspannung. Abhilfe kann hier ein Entlastungsnetzwerk (ReD-Beschaltung, Kap. 4.2.3) bringen. Der in Abb. 4-28b dargestellte Verlauf der Arbeitspunkte beim Ein- und Ausschaltvorgang muss innerhalb des vorgegebenen sicheren Arbeitsbereiches (SOA) entsprechend Abb. 4-5 liegen. a.)

b.)

Einfluss parasitärer Induktivitäten

r-----a

UCE

ic iCM+--- ----:_.."

t --ic

ideal

Ein

II,l c

iDP

I

:u· . ~'

'RM

Aus t ---

i2cE

UCE

t---

i t --Abbildung 4-28 Hartes Schalten Die Stromsteilheit wird beim Ein- und Ausschalten vom Transistor vorgegeben. Beim Einschalten liegt annähernd die volle Betriebsspannung an der Kollektor-Emittcrstreckc. Die Induktivität des Stromkreises muss so klein sein, dass beim Abschalten die masimal zulässige Kollektor-Emitterspannung nicht überschritten wird. Die Schaltüberspannung begrenzt letztlich den tatsächlich abschaltbaren Strom.

50

4.2.3

4 Transistoren

RCD-Beschaltung

Zur Spannungsentlastung des Transistors T wird beim Ausschaltvorgang ein Kondensator C parallel zur Kollektor-Emitterstrecke geschaltet. Bei jedem Ausschaltvorgang wird der Kondensator mit der Energie der parasitären Induktivität La des Stromkreises geladen. (La beschreibt auch die parasitäre Induktivität des Kondensators und der internen Verschaltung des Transistors (5-20 nH). Mit der Kapazität Ckann die maximale Spannungsbelastung des Transistors !leB nach GI. (4-10) festgelegt werden. Damit der Kondensator beim Einschaltvorgang nicht den Transistor überlastet, erfolgt die Entladung von C über einen in Reihe geschalteten Widerstand R. Die Diode D leitet beim Ausschalten den Ladestrom am Widerstand R vorbei und zwingt den Entladestrom beim Einschalten über den Widerstand R. Die Entladezeit des Kondensators (>3 R·q begrenzt die maximale Schaltfrequenz des Transistors. Zur Wirkungsweise:

Abbildung 4-29

iDF

Traosistorschalter mit RCD-

DF

Beschaltung zur Kompensation

der parasitäreo Indoktivität des

Stromkreises

. ···_·····1

Die RCD-Beschaltung .....................

M '. ...........

iC iB

T

R

D

» verringert die Spannungsbelastung der Kollektor-Emit!erstrecke und

» reduziert die Schaltverluste. ._-----------_

.....

RCD-Beschaltung

In Abb. 4-29 leitet T und führt den Kollektorstrom ie ~ I d• Der Kondensator C sei vollständig entladen. Wird der Basisstrom des Transistors abgeschaltet, sinkt der Kollektorstrom ie und wird zu O. Der von La eingeprägte Strom fließt nun in den Kondensator C. Der Kondensator wird mit I d über die Diode D geladen. Die Spannung UeB verhält sich wie ue. Überschreitet ueB den Wert der Eingangsspannung Ud, schaltet die Freilaufdiode Dp durch und der Freilaufkreis ist aktiv. Der Kondensator C nimmt noch die Energie der parasitären Induktivitäten des Stromkreises auf und bleibt geladen bis T wieder einschaltet. Dann entlädt sich C über R und der CE-Strecke von T. Mit GI. (4-10) kann die Spannungsbelastung des Kondensators abgeschä1zt werden. (4-10)

4.3 Der IG-Feldeffekttransistor (MOSFET)

4.3 4.3.1

51

Der IG-Feldeffekttransistor (MOSFET) Aufbau Gate-Elektrode

I ++++++++++

Prinzip des Feldeffekttransistors

Injluenzladung

- Steuerung der Leitf"ahigkeit

durch ein elektriscbes Feld

p-dotiertes Substrat L -_ _ _ _ _ _ _

---'I

Abbildung 4-30

Gegenelektrode

Beim MOSFET wird die elektrische Leitflihigkeit eines Substrates dureh ein elektrisches Feld gesteuert. Der prinzipielle Aufbau eines MOSFET nach Abb. 4-30 entspricht dem eines Kondensators. Zwischen zwei Elektroden befindet sich ein p-dotiertes Substrat. An den Elektroden sei die Spannung UGS wirksam. Das von dieser Spannung erzeugte elektrische Feld E ruft im Substrat Infiuenzladungen hervor. Diese Ladungen, im p-Gebiet sind das Elektronen, bewirken eine elektrische Leitflihigkeit des Substrates (Kanalbildung). Ohne äußere Spannung gibt es keine Influenzladungen und somit auch keine elektrische Leitflihigkeit. Zur Steuerung eines Stromes muss diese Anordnung entsprechend Abb. 4-31 abgewandelt werden. Metallisierung

D

S I

~ n

~

""

T

Isolierschicht aus Metall-Oxid p-dotiertes Substrat

Sperrscbi'cbt des pn-Überganges im spannungslosen Zustand

Abbildung 4-31

G

n p

~

Praktische Ausführung eines MOSFET

""

.i

B (Bulk) Gegenelektrode

Im p-Substrat befinden sich jetzt zusätzlich zwei n-dotierte Bereiche mit den Anschlüssen S (Souree) und D (Drain). Über diese Anschlüsse soll der gesteuerte Stromfluss erfolgen. Zur Erzeugung des elektrischen Feldes dienen die Anschlüsse G (Gate) und B (Bulk, Substrat). Die Gateelektrode ist dureh ein Metalloxid vom Substrat isoliert. Deshalb wird dieser Transistortyp als Meta1l-Oxid-Semiconductor, kurz MOSFET, bezeichnet. Ohne äußere Spannungen bilden sich an den pu-Übergängen Raumladungszonen aus. Für den praktischen Einsatz wird der Substratanschluss B mit dem Soureeanschluss S direkt verbunden. Wird an die Anschlüsse D und S nun eine positive Spannung Uns angelegt, so ist in Abb. 4-32 der rechte pu-Übergang in Sperrrichtong, der linke in Durchlassrichtong gepolt. Ein Stromfluss kann in beiden Richtongen nicht erfolgen. Man nennt diesen Transistortyp daher selbstsperrend. Wird zusätzlich die Steuerspannung UGS angelegt, so kommt es aufgrund des elektrischen Feldes E im Substrat zu einer Elektronenansammlung unter der Gate-Elektrode. Bei ausreichender

52

4 Transistoren "DS

• S

I I

n

Symbol

G

I

D

~

-

pn-Übergang bei UDS> 0 in Sperrrichtung gepolt

B

n

~

~

P

Jb-

D

S

D:Drain S: Source G: Gate

AbbUdung 4-32 Selbstsperrender n-Kanal MOSFET mit Symbol Spannung (UGS '" UTh, UTh = 3 ... 5 V) bildet sich zwischen Source und Drain eio leitfähiger Elektronenkanal (n-Kanal, Inversionsschicht) aus, und es kann bei Uns > 0 ein Elektronenstrom vom Draio zum Source-Anschluss fließen, daher die Bezeichnung unipolar-Transistor. Die Elektronenleitung hat eioen positiven Tempemturkoeffizienten (pTC).

Uns

• uGS>O

S

I B

n

I"!E ~

AbbUdung 4-33 1D D

IG

Inversionsschicht

(Eleklronenkanal)

'I

n

I

Bildung des Elektronenkanals Bei Uos ~ UTh existiert eine leitfähige Verbindung zwischen Souree und Drain-Elektrode (Inversionsschicht bzw. Elektronenkanal)

p-Substrat

Der io Abb. 4-33 dargestellte n-Kanal-MOSFET ist für kleioe Spannungen und Ströme geeignet. Durch eioe Parallelschaltung vieler Eiozeltmnsistoren kann eioe höhere Stromstärke erreicht werden. Bei der erforderlichen Parallelschaltung solcher Eiozeltmnsistoren zu eioem Leistungs-MOSFET ergeben sich folgende Probleme: Die Verlustleistung tritt io den stromfiihrenden Schichten unter der Oberfläche auf. Die entstehende Wärme kann von dort schlecht abgeleitet werden und führt auf ein vertikal iohomogenes Tempemturprofil. Die Verbiodung aller iodividuellen MOSFET-Eioheiten untereioander durch Leiterbahnen erweist sich als kompliziert. Zudem wird die Kristallfläche nur schlecht ausgenutzt. Der Schlüssel zur Entwicklung von Leistungs-MOSFETs besteht io der vertilmlen Anordnung der stromjührenden Schichten. Der vertikale Aufbau gestattet eioe zellenförmige Strukturierung des Leistungshalbleiters und damit eioe hohe Konzentration identischer MOSFET-Elemente auf eioem Kristall. Durch eioe regelmäßige Anordnung der vertikal aufgebauten MOSFET-Zellen ergibt sich eioe homogene Verteilung der Verlustleistung. Die entstehende Wärme kann gut über das Substrat und den Dmiokontakt abgeführt werden, so dass die Stromdichte verdreifacht werden kann. Dabei sorgt der positive Tempemturkoeffizient für eioe gleichmäßige Stromverteilung im Kristall. Die Integmtionsdichte bei Leistungs-MOSFET beträgt z. zt. > 800000 Tmnsistorzellen pro cm' bei eioer Chipfläche von 0,3 .. .1,5 cm'. Die Entwicklung des Leistungstmnsistors aus dem Signaltmnsistor zeigt Abb. 4-35. Damit der MOSFET nach Abb. 4-35a auch hohen Sperrspannungen standhalten kann, wird eioe niedrig dotierte Driftzone (n-)

4.3 Der IG-Feldeffekttransistor (MOSFET)

53

zwischen dem p-Gebiet unter dem Gatekontakt und der n+ -Drainzone vorgesehen (Abb. 435b). Sie reduziert die Feldstärke und verhindert so einen Feldstärkedurchbruch. Praktisch die gesamte Spannung UDS fällt über diesen Bereich ab. In den weiteren Schritten wird nun erreicht, dass der Drainanschluss für eine vertikale Stromführung auf die Unterseite des Substrates verlegt wird. Dabei kann zunächst der Substratanschluss B durch eine überlappende Kontaktierung im S-Bereich ersetzt werden. In Abb. 4-35c ist die fertige Struktur eines EinzeItransistors zu erkennen. Darin ist auch die Inversdiode (Body-Diode) angedeutet. Abb. 4-35d zeigt den durch Parallelschaltung entstandenen Leistungstransistor. Diese Anordnung lässt sich prinzipiell erweitern, wodurch sich hohe Stromstärken für einen MOSFET-Leistungstransistor erzielen lassen. Hauptanwendung derzeit bei Spannungen kleiner 200 V z. B. im Automobilsektor oder bei Schaltnetzteilen. Zur Erzielung einer höheren Spannungsfestigkeit (bis ca. 1000 V) muss die n--Zone verbreitert werden. Bei Verdopplung der Spannungsfestigkeit steigt jedoch der Durchlasswiderstand 1"])s on üblicherweise bis auf den fiinffachen Wert an (..Silicon Limit'). Einer Verringerung v~ 1"])S,on durch eine Vergrößerung der Siliziumfläche ist wegen der dabei sinkenden Fertigungsausbeute eine Grenze gesetzt. Bei stark induktiven Lasten kann das Abschaltverhalten der Inversdiode (Rückstromspitze) den MOSFET zusätzlich belasten. Abb. 4-34 zeigt für diesen Einsatzfall die Anwendung einer externen Inversdiode zur Entlastung des MOSFET. Vergleich eines MOSFET-Leistungstransistor mit einem Bipolartransistor: Leistungs-MOSFET

Bipolllrtransistor

Spannungsgesteuerter Schalter

Stromgesteuerter Schalter

Unipolarer Ladungstransport durch Elektronen (n-Kanal-Typ) oder durch Löcher (p-Kanal-Typ). Daher: • keine Ladungsspeicherung • frequenzunabhängige Verluste • positiver Temperaturkoeffizient • hoher Durchlasswiderstand, da keine Ladungsträgerinjektion • Strukturbedingte Inversdiode

Bipolarer Ladungstransport durch Elektronen und Löcher. Daher: • Ladungsspeicher-Effekt • Die Schaltverluste sind frequenzproportional • negativer Teroperaturkoeffizient und zweiter Durchbruch • Kleiner Durchlasswiderstand bei hohen Strömen durch Ladungsträgerinjektion in die Kollektorzone

Der vertikale Stromfluss unterhalb des Gate-Bereiches fiihrt auf eine nur partielle Nutzung der Siliziumfläche.

Der gaozflächige Kollektor-Basis-Übergang fiihrt auf eine optimale Ausnutzung der Siliziumfläche. Abbildung 4-34

SD

Abschaltung der Body-Diode

Externe Inversdiode

Der Einsatz einer schnellen externen Inversdiode ist möglich, wenn die interne Inversdiode (Body-Diode) über eine zusätzliche Schottky-Diode (SD) ausgeschaltet wird. Es entsteht aber ein zusätzlicher Spanoungsabfall in Durchlassbetrieb des MOSFET von ca. 0,4 V. (Anwendung bei induktiven Lasten bzw. hohen dildtWerten)

54

4 Transistoren

schwach dotierte Zone zur Erhöhung der Spaonungsfestigkeit

Isolieruog

a)

Substratanschluss über die SourceKontaktierung

s

D

G

MOSHochspannungstransistor

n

Y_

p

MOSFET

s

b)

G

n strukturbedingte Inversdiode ,----+-----+ -----~- --

p

S

c)

n

Drainanschluss seitlich verlegt

D

)

G

fertiger MOSLeistungstransistor

V-D-MOSFET großflächiger Dnrinkontakt für eine optimale Wärmeabgabe

i

Parallel-

D

) d)

G

schaltung zweier Transistorzellen

S --~---------+--------~---

nächster Transistor Abbildung 4-35 Herleitung des MOS-Leistungstransistors

nächster Transistor

55

4.3 Der IG-Feldeffekttransistor (MOSFET) 4.3.2

Die Kennlinie

~ I

~ ~erB~Chl !J.uns

"os

! sbereich

Sättigungs- bzw.

Abschnürbereich

\) "os konstant

Messschaltung

II])s---....Abbildung 4-36 Statische Kennlinie eines n-Kanal-MOSFET Ist in Abb. 4-36 die Spannung uos größer als die Threshold-Spannung UTh, so existiert zwischen D und S ein leitIahiger Kanal und der MOSFET verhält sich wie ein ohmseher Widerstand. Im diesem ohmsehen Bereich der Kennlinie wird der Kanalquerschnitt durch Steigerung von uos vergrößert, wodurch der Widerstand 'bS,on abnimmt. Die Steigung der Kennlinie wächst daher mit uos, Hier liegt der Arbeitsbereich der Kennlinie fiir Schalteranwendungen. Der Widerstand 'bs on berechnet sich aus der Steigung der Kennlinie wie in Abb. 4-36 angegeben. Wird "DS > ~OS, so sperrt der drainseitige pn-Übergang und es bildet sich eine Raumladungszone (RLZ) nach Abb. 4-37 aus. Der Kanal ist am Rand der RLZ abgeschnürt (pinch-Off-Punkt). Bei weiterer Steigerung von UDS wird der Spannungsanstieg allein von der RLZ aufgenommen. Der Drainstram bleibt daher annähernd konstant (Sättigung) bis schließlich der Durchbruch der RLZ erfolgt. II])S

Abbildung 4-37 MOSFET im Sättigungszustand

RL UOD

S

•

"OS

..

G

D

Folge: Der Drainstrom bleibt bei einem Aostieg der Spannung UDS im Sättigungsbetrieb annähernd konstant.

Kanal Pinch-off-Punkt

Wegen "GD < 0 bildet sich an der Drainseite eine Raumladungszone (RLZ) aus. Der Kanal wird im gleichem Maß verkürzt. Steigt uDS weiter an, so wird durch Ausweitung der RLZ der Spannungsanstieg kompensiert.

p

56

4 Transistoren

4.3.3

Die Gatekapazität

Die Gate-Elektrode eines MOSFET bildet eine Eingangskapazität, die fiir den Schaltvorgang dureh eine Ersatzkapazität qss beschrieben wird. Die Zusammensetzung der Ersatzkapazität zeigt Abb. 4-38. Die dargestellten Kapazitäten sind zum Teil von der Spannung uns abhängig. D

iD

IC

GD

G}±~I~j"," ~

UGS

CGS

r

iG

m

S AbbUdung 4-38 Gate-Ersatzscbaltbild und Ersatzkapazität CISS eines MOSFET CGS ist eine konstante Größe, CGD und CDS ändern sich mit der Spannung UDS. Um diesen Einfluss zu berücksichtigen, ersetzt man CGD abhängig von der Spannung bzw. vom Schaltzustand durch die Werte CGD = CGDl fiir uns ... 0 und CGD = CGD2 fiir UDS » O. Dabei gilt: CGDl » CGD2. Zur Vereinfachung wird ferner in GI. (4-11) die zwischen Gate G und Souree S wirksame Kapazität zusammengefasst als spannungsabhängige Ersatzkapazität qss. Datenblattangaben fiir qss gelten bei einer Spannung UDS = 25 V und sind mit einer Messbrücke bei einer Frequenz von 1 MHz ermittelt, d. h. qss ist eine Vergleichsgröße (siehe auch GI. 4-14).

(4-11) Die Kondensatoren CGS und CGD bilden fiir das Gate einen kapazitiven Spannungsteiler. Bei offenem Gateanschluss wirkt die Spannung UDS daher über CGD auf den Eingang zurück.

lCGD

~ UG~ UGS~ l CGS

)D

Abbildung 4-39 Kspazitiver Spannungsteiler am Gatesnschluss

UDS

Änderungen von uDS wirken über CGO auf den Eingang G

S

zurück.

Die Änderung der Gatespannung UGS berechnet sich in diesem Fall zu: Spannungsrückwirkung: ll. uGS = ll. UDS C

C

G~

GD+

GS

(4-12)

Da im Schalterbetrieb UDS große Spannungssprünge macht (siehe auch Abb. 4-61), besteht die Gefahr, dass CGS über diese kapazitive Kopplung auf UTh aufgeladen wird und der MOSFET ungewollt einschaltet. Zur Einprägung der Gatespannung UGS muss die Ansteuerung des Gates daher möglichst niederohmig erfolgen (kleiner Gatewiderstand RG). Ferner kann die Gatespannung im ausgeschalteten Zustand auf negative Werte eingestellt werden. Übliche Ansteuerspannungen: Ein: uG=+l5 V, Aus: uG=-15 V.

57

4.3 Der IG-Feldeffekttransistor (MOSFET) 4.3.4

Neuere Entwicklungsrichtungen

Ziel der Entwicklungsarbeiten ist die Verringerung der Durchlassverluste in Verbindung mit einer Spannungsfestigkeit von über 1000 V. Bei der in Abb. 4-35 dargestellten Struktur eines MOSFET-Leistungstransistors wird zur Erzielung einer hohen Spannungsfestigkeit die Dicke der n--Schicht angepasst. Bei einer Verdopplung der Spannungsfestigkeit der Drain-SourceStrecke steigt jedoch der Durchlasswiderstand 1"])s 00 in etwa auf den fiinffachen Wert. Dieser Zusammenhang wird allgemein mit ,,silicon-Limit! bezeichnet. Bei vergleichbarer Stromtragfähigkeit wächst bei der MOS-Struktur die erforderliche Chip fläche (Exponent: 2,4-2,6) überproportional zur Spannungsfestigkeit.

•

Werden in die n--Zone des normalen MOSFET-Leistungstransistors nach Abb. 4-40a pleitende Gebiete eingebracht, die mit der p-Schicht verbunden sind, so erhält man die so genannte CooIMOS-Struktur eines MOSFET-Leistungstransistors nach Abb. 4-40b.

s

s

G

D a) MOSFET-Struktur

D b) CooIMOS-Struktur

Abblldung 4-40 Vergleich von MOS- und CoolMOS-Struktur

Bei der CooIMOS-Struktur fiihren die zusätzlichen p-Gebiete im Sperrzustand zu einer veränderten Feldausbildung in der n--Zone, wodurch bei gleicher Spannungsbelastung eine reduzierte Dicke der n--Zone möglich wird. Der als "Silicon-Limit" bezeichnete Zusammenhang zwischen Sperrspannung und Durchlasswiderstand ist dadurch praktisch aufgehoben, 1"])S,oo wächst nur noch linear mit der Spannungsfestigkeit des Transistors. Die Folge ist ein vergleichsweise geringer Durchlasswiderstand 1"])s,oo' Im Vergleich zur MOSFET-Struktur nach Abb. 4-40a zeigt die CooIMOS-Struktur nach Abb. 4-40b folgende Vorteile: •

Bei gleicher Chipfläche reduziert sich 1"])s,oo um den Faktor 5.

•

Für einen vergleichbaren Strom ist nur noch 113 der Chipfläche erforderlich, bei gleichzeitig reduzierten Schalt- und Durchlassverlusten. Die Gatekapazität und -ladung sind um 1/3 reduziert.

Einschränkungen bei der Anwendung dieser Transistoren ergeben sich aus der Leistungsfähigkeit der Inversdiode (Body-Diode).

58

4.4

4 Transistoren

Der IG-Bipolar Transistor (lGBT)

4.4.1

Aufbau

Wird ein feldgestenertes Bauelement nicht wie der MOSFET mit einem n-Ieitenden Substrat, sondern, wie in Abb. 441 dargestellt, mit einem p-leitenden Substrat hergestellt, so erhält man den Insulated Gate Bipolar Transistor, IGBT.

MOSFET

S

IGBT

G

IG

E

C

~ p

p

n

p

n

cl

D

E

Abblldung 4-41 Die Ableitung der IGBT-Struktur (NPT) vom MOSFET uod Schaltsymbol

Während der Stromfluss des MOSFET von D nach S von einem np-Übergang bestinrmt ist, der als Inversdiode arbeitet, fmdet der Stromfluss im lOBT über eine pnp-Strecke statt und enthält somit keine strukturbedingte Inversdiode. Zum Verständnis dieser Schichtenfolge wird ein Ersatzschaltbild nach Abb. 442 gewählt Der lOBT setzt sich aus einem Bipolartransistor T2 und einem MOSFET Tl zusammen. Zusätzlich ist ein weiterer Transistor T 3 enthalten, der über den Wannenwiderstand Rw angesteuert wird. T2 und T3 bilden eine Thyristorstruktur. Im Normaifa\l ist Rw so klein, dass die Basis-Emitterstrecke von T3 kurzgeschlossen ist, woE (Ernitter) G(Gate) durch diese Struktur inaktiv bleibt Die I Thyristorstruktur ist nur für den Überlastfall n p von Bedeutung. Der lOBT würde dann seine TI RW i......... . ... ; Steuerbarkeit verlieren (latch up). Bei der Transistorherstellung ist man bestrebt, diesen Effekt erst bei sehr hohen Strömen zuzulassen. Praktisch kann der lOBT einen Kurzschlussstrom kurzzeitig fiihren und abschalten. Für den norj. •••••••• malen Betrieb des lOBT ist daher nur der MOSFET zusammen mit T2 von Bedeutung und es genügt ein Ersatzschaltbild nach Abb. 443. Die Herstellung von Chipflächen größer 2 cm2 ist derzeit wegen der geringen Strukturbrei ten wirtschaftlich nicht möglich, so dass für höp here Ströme eine Parallelschaltung mehrerer IOBTs erforderlich ist Eine gemeinsame Inkann dann optimal für die Parallelversdiode C (Kollektor) schaltung gewählt werden.

:J

Abblldung 4-42 Vollständiges Ematzschaltbild

4.4 Der IG-Bipolar Transistor (IGBT)

59

I' "=,:J!':~'

iC C

I

t···················T~··············,

"CE

i n-

G

•................................................

i

i

p

Tl MOS

C (Kollektor)

E

AbbUdung 4-43 Vereinfachtes Ersatzschaltbild eines IGBT

4.4.2

Durchlasseigenschaften

Das Durchlassverhalten wird durch den pnp-Transistor T2 in Abb. 4-43 bestimmt. Es liegt ein bipolarer Leitungsmechanismus vor.

BE-Diode RB

iC

iC

Bahnwiderstand RB "CE

prinzipielles Modell eines IGBT zur Keno1inienbeschreibung

Scbwellbereich der BE-Diode

Sperrfiihigkeit der BE-Diode

"CE

Abbildung 4-44 Durchlas,- und Sperrkeno1inie

Im Ersatzschaltbild eIZeUgt der Basis-Emitter-Übergang des Transistors T 2 einen Durchlassspannungsabfall wie eine Diode (BE-Diode in Abb. 4-44). Dadurch ist der Spannungsabfall des IGBT bei geringen Strombelastongen höher als der eines vergleichbaren MOSFET. Bei kleinen Betriebsspannungen bis ca. 200 V wird daher der MOSFET bevorzugt. Wie bei allen bipolaren Bauelementen, die mit einer schwach dotierten Schicht ausgestattet sind, tritt beim IGBT mit zunehmender Strombelastung eine Ladungsträgerüberschwernmung im schwachdotierten Mittelgebiet auf, d. h. die Leitfähigkeit des n-Gebietes steigt mit zunehmender Strombelastung, wodurch der Durchlasswiderstand ron mit steigender Strombelastung sinkt (LeitfähigkeitsmoduIation). Abb. 4-45 zeigt, dass der IGBT mit zunehmendem Strom statisch einen geringeren Spannungsabfall als der unipolare MOSFET aufweist. Die Sättigungsspannung beträgt bei einem 600 V IGBT typ. ca. 1,5 V, bei einem 1200 V IGBT ca. 2,5 V. Die Leitfähigkeitsmodulation unterliegt durch Ladungsträger Zu- und Abfuhr einer Trägheit, so dass der IGBT (wie bei der pin-Diode beschrieben) fiir die Spannung UCE bei hochdynamischen Stromänderungen ein scheinbar induktives Verhalten zeigt.

60

4 Transistoren

Abbildung 4-45

-
0). Der Strom ic fällt nun proportional zu "OE (iDF steigt entsprechend an). Als Folge der Änderung von iC kommt es an der parasitären Induktivität La des Stromkreises zu einer Überspannung ~"CE. Zwischen Ir/4 tritt durch La somit eine erhöhte Schaltverlustleistung auf.

14: Der MOSFET hat zum Zeitpunkt 14 abgeschaltet. Über die Basis des Bipolartransistors kann

anschließend keine Ladung mehr abfließen, und es beginnt die Schweifttromphase, in der die noch gespeicherte Ladung allein durch Rekombination abgebaut wird. In der n--Schicht ist dieser Vorgang relativ langwierig (s. Abb. 4-46).

64

4 Transistoren

4.4.4

Sperr- und Blockierverhalten

Die maximale Spannungsbelastung eines pn-Überganges ist erreicht, wenn die Raumladungszone die Randelektroden verbindet (Punch Through) oder wenn infolge eines Lawinendurchbruches die Sperrflihigkeit des pn-Überganges zusammenbricht (Avalanche-Durchbruch). Beide Mechanismen treten bei unterschiedlichen Spannungen auf.

G

E

Aufbau nnd Feldslärkeverlaufbei PTund NPT-IGBT

E",

p

lieB

Abbildung 4-51

PT-IGBT

-- ---------------p~-7--. f - - - - - - - - ' .................

f-_Ir~ _ _~"--+ n+ Buffer n

-------J E

p C

IG

E

~J lieB

NPT-IGBT

Die Hersteller versuchen, mit jeder Neuentwicklung die Vorzüge beider Strukturen zu vereinen.

E",

P

Der PT-Typ hat bei vergleichbarer Schichtdicke und Feldslärkebelastung eine höhere Spannungsfestigkeit als der NPT-Typ. Wählt man fiir beide Typen die gleiche Spannungsfestigkeit, so hat der PT-Typ eine geringere Schichtdicke und dsntit ein besseres Durchlassverhalten als der NPT-Typ.

--- -

E

Ir

-

p

Cl Zur Vermeidung des Feldstärkedurchbruchs besitzt der IGBT wie alle anderen hochsperrenden Bauelemente eine schwach dotierte Zone n-. Je breiter diese Zone ist, um so höher ist die zulässige Sperrspannung, aber auch der Durchlasswiderstand r on. Mit dem Ziel, den Bahnwiderstand der n--Zone zu verringern, wird angestrebt, deren Breite zu minimieren. Um dennoch vergleichbare hohe Sperrspannungen aufnehmen zu können, haben einige Hersteller eine hoch dotierte Zwischenschicht, den n+-Bufferlayer eingefiigt. Da die Feldstärke jetzt fast bis zum Emitter durchgreifen kann, wird diese Struktur als Punch Through-IGBT bezeichnet. Ohne diesen Bufferlayer muss die gesamte Feldstärke innerhalb der schwach dotierten Zone (DriftZone) abgebaut werden. Sie darf nicht "durchgreifen", folglich wird dieser Typ als Non Punch Through-IGBT bezeichnet. Der NPT-IGBT hat wegen der dickeren n --Schicht ein schlechteres Durchlassverhalten (typ. Sättigungsspannung 2,5 V) als der PT-IGBT. Abb. 4-51 zeigt den Feldstärkeverlauf innerhalb der IGBT-Struktur. Die Schichtdicke kann beim PT-IGBT sehr dünn ausgefiihrt werden, der Durchlasswiderstand r on ist deshalb relativ gering. Die hohe Dotierungsdichte des pn+-Überganges hat aber eine geringe Sperrspannungsfestigkeit zur Folge. Wegen der zusätzlichen n+-Schicht entstehen ferner erhöhte Schaltverluste. Dadurch hat der NPT-IGBT eine höhere Schaltgeschwindigkeit als PT-Typen. PT-IGBT werden vorzugsweise bis zu Spannungen von 1200 V, NPT-IGBTs werden ab 1200 V eingesetzt. NPT-IGBT besitzen im Gegensatz zu PT-IGBT einen positiven Temperatorkoeffizienten, wodurch sie gut fiir Parallelschaltungen geeiguet sind. Bei einer Parallelschaltung sollte man aber nicht vergessen, dass die integrierten Freilaufdioden stets einen negativen Temperatorkoeffizienten haben.

65

4.4 Der IG-Bipolar Transistor (IGBT) 4.4.5

Neuere Entwicklungsrichtungen

Ziel der laufenden Weiterentwicklung von MOSFET und IGBT sind vor allem: •

Senkung des Durchlassspannungsabfalles und der Schaltverluste Verbesserung der Robustheit (Überstrom, Überspannungs-, Schaltfestigkeit) Integration von Überwachungs-, Schutz- und Treiberfunktionen

In letzter Zeit findet eine stürmische Entwicklung statt, die hauptsächlich aus der Optimierung des horizontalen und vertikalen Zellendesigns sowie der Verfeinerung der Zellenstrukturen resultiert. Jüngster Entwicklungsschritt ist das Trench-Gate nach Abb. 4-52. AbbUdung 4-52 Querschnitt durch einen IGBT in TrenchTechnologie

Hierbei wird die Gate-Elektrode nicht als Ebene (planar-Gate), sondern als senkrechter Kanal (Trench-Gate) ausgefiihrt, so dass sich beidseitig des Gatekanals vertikal n-leitende Kanäle ausbilden. Abb. 4-53 zeigt das ErsatzschaItbild, bei dem der MOSFET (T il vertikal arbeitet. Der Vorteil dieser Struktur ist zum einen die kompaktere Bauform, zum anderen der verminderte Durchlasswiderstand des IGBT. Nachteilig sind derzeit noch die etwa 3-fach vergrößerte Gatekapazität und die verminderte Kurzschlussfestigkeit.

G (Gate)

i 1:0 . . . . . . . . . ic

IP

i

80 ..................i ..................;

T,

..................;

·····t

i

i n--

20 ..................1

------------------~--------------------------1

..................1

..................1

__

O~

C (Kollektor)

o

:,V~~~~

". ····,·/···1,

i

li~~'::J .. "r

···7·/~···L ......._...1

......1·...__

~~~

0,5

ii

·····f····

.....;

40··················!

t--------

·····i .................- ·······_···i...1

60 ..................,

["........... _----------- --------------- > >

einer hohen Zuverlässigkeit (Lastwechselfestigkeit) einer hohen elektrischen LeitIahigkeit einer hohen dieelektrischen Isolationsfestigkeit

76

4 Transistoren

4.6.2

4.6.2.1

Gehäuseformen

Diskrete Bauelemente

Im Bereich kleiner Leistungen sind diskrete Bauelemente vorherrschend. Diese Bauelemente werden aufbeschichtcte LeitcIplatten (Printed Circuit Boards, PCBs) aufgelötet. Die Anforderungen an die abzuführende K:iihlleistung ist im Allgemeinen gering. In den meisten Fällen liegt keine innere Isolation vor. Am meisten verbreitet ist die TO-FamiHe (Abb. 4-68). AbbOdDDg 4-68 TO 220 Gehäuse Der diskrete Aufbau, in dem. im Allgemcin.en nur ein einzelner Leistungsschalter integriert ist, muss folgenden Funktionen genügen,

> > >

Zuführung von Laststrom + Steuersignalen Abführung der WiIme Kapselung des Halbleiters gegen Umgebungseinflüsse

Ebenfalls diskret aufgebaut sind die Seheibenzellen, sie kommen im Leistungsbereich, der von Modulen noch nicht erreicht wird, zum Einsatz. Schcibenze11en. vcd:ügen. über keine innere Isolation und ermöglichen eine beidseitige Wärmeabfuhr. Im Höchstleistungsbereich wird ein (Thyristor- oder Dioden-) Chip aus einem Wafer gefertigt, der Chip ist rund und die ScheJ.benzelle die geeignete Bauform. Abb. 4-69 zeigt als Beispiel im Schnittbild den Aufbau sowie die Gehäuseansicht einer Thyristor-Scheibenzelle. Silizium Bauelement

Kathoden-

Abbßdung 4-69

Drucksüick

SchcJ.'bcnzellc

Schnittbild: Au1bau eines SchcJ.benthyristors Keramik-

Druckstllck

Gehäuse

Kathoden-

Beiapiel: Thyristor SKT 2400 (1600 V /2400 A)

Ga"

Somäron

----=

-

77

4.6 Aufbau- und Verbindungstechnik:

Zur Homogenisierung des Drucks und zur besseren Anpassung der thermischen Ausdehnungskoeffizienten ist das Silizium-Bauelement in Abb. 4-69 (Schnittbild) zwischen zwei Molybdän-Sche1'ben eingelegt. Aus Gründen der Übersichtlichkeit wurden Zentriereinrichtungen sowie die Gate-Kontaktierung, die durch eine Aussparung im Kathoden-Druckstiick über eine Feder in die Mitte des Bauelements geführt wird. nicht dargestellt. Erst nach Verschweißen der beiden Verschlussbleche ist das Gehäuse hermetisch dicht verschlossen. Der elektrische und thermische Kontakt zur Anode und Kathode ist erst hergestellt, wenn das Gehäuse einem. definierten Druck ausgesetzt wird (ca. 10-20 Nlmm2 ). Vergleichbare Lösungen stehen auch als Scheiben-lOBT&, die als ,,Press Pack-IGBTs" bezeichnet werden, zur Verfügung. Bei den Press Pack-IGBTs besteht eine Schwierigkeit darin, dass IGBTs nicht in der Größe wie bei Thyristoren üblich gefertigt werden können (vgl. Kapitel 4.3.1). So müssen in der ScheibenzeIle mehrere (bis zu 42) IGBT-Chips über Federlrontakte parallel geschaltet werden. Press PackIGBTs haben daher einen komplizierteren mechanischen Aufbau als Schet'benthyristoren.

4.6.2.2

IGBT-Leistungsmodule

Leistungsmodule enthalten in einem Gehäuse auf einer gemeinsamen (2-3 mm. dicken) Cu-Bodenfläche mehrere, von der Montagefläche (Kühlkörper) elektrisch isolierte Leistungshalbleiter. Dies können MOSFET -, IGBT- oder Dioden-Chips sein. Diese Chips sind im Allgemeinen rückseitig auf die meta1lisierte Oberfläche eines lsoliersubstrates gelötet Die aufgelöteten Chips werden mit den strukturierten Bereichen durch dünne Al-Bonddrähte verbunden (gebondet). Als Ausführungs-Beispiel zeigen die Abb. 4-70 und 4-71 den Aufbau eines Halbbriickenmoduls. Halbriickenmodule werden für Leistungen ab ca. 15 kW eingesetzt und sind Grundbausteine für Chopper- und Wechselrichterschaltungen, wie sie in den folgenden Kapiteln behandelt werden.

Abbildung 4-70 lOBT-Halbbriickenmodul SEMITRANS® 3 in o:ffcncr DlIIStellung Durch die offene GehäuseDarstellung ist der typische Aufbau eines lOBT-Mo-

duls zu erkennen. Die internen Verbindungen erfolgen 1iber Al-Bonddrähte. Die Chips sind von der Bodcnplattc elektrisch isoliert.

MItfreundlicher Genehmigungvon SEMIKRON

78

4 Transistoren

AbbOdung ....71

IGBT-HaIbbriiclcemnodul Schaltung und Anschlussbczeiclmungcn

Im unteren Leistungsbereich (bis ca. 2 kW) werden zunehmend so genannte ,,Intelligent Power Module" (!PM) eingesetzt. Darin sind vollständige Wechselrich.terschaltungen mit integrierten

Schutz- und Gate-Ansteuerbaugruppen zusammengefasst. Im mittleren Leistungsbereich (2 kW bis ca. 15 kW) setzten sich zunehmend "Converter-Inverter-Brake" (Crn) -Module durch. In diesen Modulen sind alle Leistungsschalter eines Umrichters vereint. Die Gate-Ansteuerung erfolgt im Allgemeinen extern. In dieser Leistungsklasse lassen sich auch vorteilhaft ModulAustührungen mit Feder-Druckkontakten sowohl für die Leis:tungsanschlüsse als auch für die Ansteuerung realisieren. Ein Beispiel (',MiniSKiiP"-IPM der Firma Semikron mit integrierter Gatc-Anstcuerschaltung) ist in Abb. 4-72 dargestellt. Derartige Module bieten eine äuBerst flexible Aufbau- und Verbindungstechnik. Der Kontaktdruck wird durch eine zentrale Montageschraubc sichergestellt und bietet die Sicherheit einer normalen Schraubverbindung [18]. AbblldUDg ....12

lOBT-Leistungsmodul (lPM) Minisl(ijp® mit DruckIrontokten

» Hohe Wcchsellastfestigkeit » Integrierte Treiberschaltung » Kontaktbelastbtukeit bis zu 20 A (panille1schaJ.tung möglich)

» MiIrimalc interne Verdrahtung durch frei positionicIberc Federlrontakt:c.

Mit.freundlicher Genehmigung von SEMIKRON

4.6.3

Eig....chaf!en von Lelstungsmodulen

4.6.3.1

Lastwechselfestigkeit

Aus Lastwcchseln mit Frequenzen unter etwa 3 Hz und vor allem bei intermittierendem Betrieb, wie er z. B. in Traktions-, AufZugs-, Windenergie- und Impulsanwendungen vorherrscht, resultiert eine Temperaturwechselbclastung der modulintcrnen Verbindungen, d. h. der • • •

•

Bondverbindungen, R:ückseiten1ötung der Chips, Lötung DCBIBodenplattc, SubstratIaminierung.

79

4.6 Autbau- und Verbindungstechnik

Die thennische Belastung kann mit dem Wärmefluss beschrieben werden. Ein Beispiel für den Wärmefluss über die modulinternen Verbindungen zeigt Abb. 4-73. IGBT Bond-Draht

Diode

Kupfer

LOtzinn Keramik _ ..........,..--,

LOtzinn

---1--
so wird der Thyristor symmetrisch genannt, ist UBO größer als UBR> so handelt es sich um einen asymmetrischen Thyristor.

t

100 A 10_

Durchlasskennlinie (UT-iT,on-state)

1-

t

(reverse

iD

breakdown) UBR

?

,4 V 100 --r---'----'-----'--mA Blockierkennlinie (uo-in. off,tate)

I

50 - .:.. ___ j. ___ Ji,,-~'!!.~~,!,.(!~!},ing current)

Haltestrom

(holding current)

I I

UBO

- 50

Sperrkennlinie (uR-iRl

mA

(forward breakover voltage)

Abblldnng 5-4 Kennlinie eines symmetrischen Thyristor für iG ~ 0

5.3

Das Einschaltverhalten

Das Einschalten eines Thyristors ist nur aus dem Blockierzustand (UAK > 0) heraus möglich. Der Einschaltvorgang kann durch unterschiedliche Mechanismen ausgelöst werden.

5.3.1

Überschreiten der zulässigen Blockierspannung

Die Ausbreitung der Raumladungszone des mittleren pu-Überganges (Abb. 5-5) fiibrt bei zunehmender Blockierspannung zu einem Anstieg der Stromverstärkung (Early-Effekt). Überscbreitet die Stromverstärkung den Wert eins, so zündet der Thyristor selbsttätig. Dieser Einschaltvorgang ist verboten, da durch mögliche hohe Stromdichten das Bautei! gefährdet wird.

ʧ

ʒ

ʧ

Ĺ

85

5.3 Das Einschaltverhalten

-t uD

u DM

~

tgd

100%+-.....,----,

tg,

~:

=-.J.., t

idealisiert t Abblldong 5-7 Einschaltvorgang, Strom- und Spannungsverhältnisse

Bereits leitendes Gehiet

Kathode

Ausbreitung des Leitzustandes mit ca. 0, I mm / I's

Gate

(noch) blockierendes Gebiet

Abblldong 5-8 Silizium-Tablette unmittelbar nach der Durchschaltzei! tg>" (Draufsich!)

Um die Steilheit des Ventilstromes beim DurchschaItvorgang zu begreuzen, wird eine sättigbare Drossel, die als Stufen- bzw. Schaltdrossel bezeichuet wird, eingesetzt. Diese Schaltdrossel wird durch einen oder mehrere Ferritkerne realisiert, die über die Thyristorzuleitung geschoben werden. Aufgrund der Ummagnetisierungsverluste erzeugen diese Kerne eine Verlustleistung, die zusätzlich abgefiihrt werden muss. Der Halt.strom I H ist der Durchlassstrom, der mindestens fließen muss, um die innere Mitkopplung des Thyristors aufrecht zu erhalten (typisch: I H < 400 mAl. Gatestromimpuls und Eingangskennlinienfeld:

Das p-Ieitende Gebiet mit dem Gateanschluss und das n-Ieitende Gebiet der Kathode bilden einen pn-Übergang. Die Durchlasskennlinie des pn-Überganges bildet die Gate-Eingangskennlinie nach Abb. 5-9. Diese Durchlasskennlinie streut verhältnismäßig stark und ist temperaturabhängig. Innerhalb eines Streubandes der Eingangskermlinien von Thyristoren gibt es nach DIN 41787 drei zu unterscheidende Bereiche:

ĺ ʒ

ʆ

ʛ ʛ

ʜ ʜ

˂

87

5.4 Ausschalten

5.4

Ausschalten

Zum Ausschalten muss der Thyristorstrom kurzzeitig den Haltestrom iH unterschreiten, damit der Mitkopplungseffekt aussetzt. Bei einer Wechselstromanwendung nach Abb. 5-11 wird I H automatisch mit jeder Halbschwingung unterschtitten (Netzfiihrung), bei einer Gleichstromanwendung nach Abb. 5-12 ist wegen der fehlenden Stromnulldurchgänge eine Löscheinrichtong erforderlich (Zwangslöschung).

5.4.1

Netzgeführter Betrieb

Im Abstand ʱ vom natürlichen Nulldurchgang der Netzspannung UN wird ein Gatestromimpuls vom Steuergenerator ausgelöst. Der Thyristor schaltet ein. Bis zum natürlichen Spannungsnulldurchgang leitet der Thyristor weiter. Wird der Haltestrom unterschtitten, so schaltet der Thyristor ab. Weil in der Schaltong nach Abb. 5-11 die Netzspannung UN den AbschaItvorgang auslöst, wird die Schaltong als netzgeführt bezeichnet. ,,natürlicher" Stromnulldurchgang

ʱ

R

ˈ

ʱ Ust

ˀ

AbbUdong 5-11 Thyristnranwendung bei Wechselstrom (netzgeführte Schaltung)

5.4.2

Selbstgeführter Betrieb

Zum Zeitpunkt I1 wird in Abb. 5-12 der Thyristor über einen Gatestromimpuls eingeschaltet. Der Thyristor leitet solange, bis zum Zeitpunkt 12 durch kurzzeitiges Schließen des Schalters S der Thyristorstrom durch die Hilfsspannung UH den Haltestrom unterschreitet und ausschaltet. S _UH _

Uo "erzwungener"

.I

R

'1

" "

AbbUdung 5-12 Thyristoranwendung bei Gleichstrom (selbstgeführte Schaltung)

Strom-

Nulldurchgang

ʆ

ŏ

˂

˂

ė

IJ

ė

ĺ

ŏ

˂

ė ʍ

˂

ʍ

ė

ʇ

ʛ

ė

ʜ ˂

90

5.5

5 Thyristoren

Ausführungsformen

Der bisher betrachtete Thyristor heißt ,,kathodenseitig steuerbare, rückwärtssperrende Thyristortriode" mit der Kurzbezeichnung SCR fiir Silicon ~ontrolled Rectifier. Darüber hinaus gibt es zahlreiche Thyristorvarianten, von denen nachfolgend einige vorgestellt werden. 5.5.1

Amplifying Gate-Struktur

Der Thyristor ist ein stromgesteuertes Bauelement. Damit bei leistongsstarken Thyristoren ein intensiver Steuerstrom in das Gate eingebracht werden kann, wird der Thyristor über einen gateseitigen Hilfsthyristor gezündet. Von außen wird nur der Hilfsthyristor angesteuert. Dadurch lassen sich großflächige Gatestrukturen nach Abb. 5-16 mit einer kurzen Schaltzeit realisieren, und damit im Vergleich zum N etzthyristor auch höhere Schalt:frequenzen.

(······~····1

i~----rr------~----------~

l....._. . .

t

j ,...P

Hilfsthyristor

A

--------------------_."

~

'., ___________ _.l

G

K

Hauptthyristor

Abbildung 5-16 Aufbau eines Thyristors mit Hilfsthyristor (amplifYing gate structore) 5.5.2

Zweirichtungs-Thyristoren

Man unterscheidet bei Zweirichtongs-Thyristoren zwischen einer Thyristordiode (Diac, Vierschichtdiode, ohne Gateanschluss) und einer Thyristortriode (Triac, Triode alternating current switch, mit Gateanschluss). Ein Triac verhält sich so wie eine aus zwei Thyristoren bestehende Gegenparallelschaltong. Den grundsätzlichen Aufbau und das verwendete Schaltzeichen zeigt Abbildung 5-17 (MT: Main Terminal).

MT1

-0-

p n

G1

P n

~

n p n p

G2

G1

p n

G

P

~

K1

p n

G2

P

MT1

if MT2

~

MT2

Symbol

Abbildung 5-17 Struktur und Symbol eines Triac Die Triac-Struktur besteht aus zwei antiparallel geschalteten pnpn-Schichtfolgen. Die Hauptanschlüsse (Main Terrnina1) werden mit MTl und MT2 bezeichnet. Zur Zündung wird zwischen Gate (G) und MTl eine Steuerspannung gelegt, wodurch das Element in beiden Richtongen durchgeschaltet wird. Für den praktischen Einsatz ist von Bedeutong, dass die nach dem Stromnulldurchgang am Triac auftretende Spannung nur mit begrenzter Steilheit ansteigen darf. Durch eine geringe Steilheit beim Stromnulldurchgang erhalten Löcher und Elektro-

5.6 Absehaltba= 1'hyristm (GTO)

91

nen mehr Zeit für eine Rekombination, wodmch die duldt-Fcsti.gkcit vergrößert werden kann. Die kritische Spannungssteilheit nach der Kommutierung (duldt-Festigkeit) ist deutlich niedriger als bei einem Thyristor. Wegen der geringen Spannungs- und Stromsteilheiten und der geringen Materialausnutzung eignet sich ein Triac nur für kleine bis mittlere Leistungen, so dass dieses Bauelement nur:in Sonderfällen eine Bedeutung erlangt hat Für höhere Leistungen werden antipara1lclgeschaltete Thyristoren (bidirectional control thyristors) verwendet.

5.5.3

Der asymmetrisch sperrende Thyristor

PUr Schaltungen, in denen Thyristoren eine geringe SpaDD.lmgsfestigkeit in Rückwärtsrichtung aufweisen müssen, wurden Thyristoren mit einer asymmetrischen Kennlinie entwickelt. Diese Thyristoren werden als asymmetrisch sperrende Thyristoren (ASCR, Asymmetrie Silicon Controlted Rectifier) bezeichnet. Der asymmetrisch sperrende Thyristor hat gegenüber dem symmetrisch sperrenden Thyristor eine 2- bis 3-mal kl.eincre Freiwerdczeit und geringere Einschalt- und Durchlassverluste. Durch Integration einer antiparallelen Diode in den Thyristor erhält man den rückwärtsleitenden Thyristor (RCf. Reverse Conducting Thyristor).

5.5.4

Der liehtzündbare Thyristor

Speziell in der HGü-Technik werden lichtzündbare Thyristoren eingesetzt. Bei 8 kV Span-

nungsfestigkcit erfolgt die Ansteuerung potenzi.al:frei über Lichtleiter. Die Zündung kann direkt über die Lichtenergie erfolgen (optische Zündung, 40 mW-Laser mit Lichtwe11en1eiter) oder indirekt über eine optische Signalübertragung mit Zündverstirm.

5.6

Abschaltbarer Thyristor (GTO)

Der gateseitig abschaltbare Thyristor (Gato-Turn-Off Thyristor, GTO) ist eine Weiterentwick-

-

lung des einschaltbaren Thyristors.

Kathode - ringförmiger Druckkontakt im

_----1----,.. ...----1---"'utJ'

n+

p - +

I~

--J---,..

""

~

n

p' Aufbau

I-de

Symbol

Abbildung 5-18 Aufbau und Symbol cines GTO-Thyristors

5.6.1

Der asymmetrisch sperrende GTO

Der asymmetrisch sperrende GTO besitzt in positiver Richtung volle Sperrlähigkeit, in negativer Richtung jedoch nur eine geringe Sperrfähigk:eit Die asymmetrische Kennlinie wird durch

92

5 Thyristoren Gate

Kathode

n'

---1---

---±--

I

n'

p

I

n'

I

----- -----

n'

Abbildung 5-19 Aufbau eines GTO-Thyristors mit Anoden-Kurzscblussstruktur

(Shortings)

n

• I n • I n I. I nl. I n I. I nl. I n I. I n I •

I Anode Anodenkurzschlüsse (Shorting) erreicht (Abb. 5-19). Durch diese Maßnahme wird die Temperaturempfndlichkeit der Kippspannung sowie das AbschaItverhalten des GTO verbessert. 5,6,2

5.6.2.1

Ansteuerung Einschalten

Das Einschalten erfolgt wie beim konventionellen Thyristor entsprechend Abb. 5-9 mit einem steilen Gatestromirnpuls diGwdt. Der Scheitelwert 1GM muss mindestens dem 6-fachen Wert des Dauerimpulsstromes I G entsprechen. Anforderungen an den Steuergenerator sind temperatorabhängig, so beträgt der Einschaltstrom für einen GTO mit 3 A I GT (bei 20 oe) I GM 20 A (bei -25 oe) bzw. 60 A (bei -40 oe).

5.6.2.2

Ausschalten

Der GTO schaltet bei einem ausreichend hohen negativen Gatestrom aus. Die Amplitode des Gatestromes muss bis 30 % des abzuschalteuden GTO-Stromes betragen. Der Abschaltvorgang wird vereinfachend mit Abb. 5-20 erläutert. Zum Ausschalteu wird der Schalter S geschlossen. Durch die Hilfsspannung Uo (20 V) wird die Gate-Kathoden-Strecke im Durchbruch betrieben, und es setzt ein rückwärtsgerichteter Gatestrom iRG ein. Die Steilheit von iRG ist durch die Spannung Uo und die gateseitige Induktivität LG bestimmt (L G < 300 nH). Abbildung 5-20

A

('------------------------------------\

s

iG

G i i,

'-._----------------------------

K

Ersatzschaltbild zum

i

AbschaItvorgang eines GTO-Thyristors

T,i

LG: Induktivität der Gatezuleitung

,l

--_./

Uo: Hilfsspannung

Die Stromsteilheit des Gatestromes beträgt bei einer GTO-Ansteuerschaltung bis zu 50 AlIlS. Durch die einsetzende Sperrung der Kathoden-Gate-Strecke erreicht iRG in Abb. 5-21 seinen Höchstwert iRGM und fällt anschließend wieder auf Null ab. Das Verhältnis des abzuschaltenden Stromes iT zum Maximalwert des Steuerstromes iRGM wird als Abschaltverstärkung vQ bezeichnet. vQ liegt bei einem GTO zwischen 3 und 5, so dass zum Abschalten eines Gleichstromes von z. B. 3000 A ein iRGM von 1000 A erforderlich ist

IJ

Cĺ

I TQM ʛ

du ʜ d t kritisch

und R Ĺ

t min 4C

94

5 Thyristoren

Die Kapazität des Kondensators C wird durch den GTO-Abschaltstrom (hQw und den kritischen duldt-Wert definiert. Voraussetzung ist, dass der Kondensator zu Beginn des Abschaltvorganges entladen ist, weshalb eine Mindesteinschaltzeit Imin des Thyristors eingehalten werden muss, in der sich Cüber den WiderstandR entlädt Für Rund C gilt GI. (5.1). D

R

Abblldung 5-22

GTO

antiparallele Diode

RCD-Beschaltung C gegen Übersp~

Beschaltungsmaßnahmen fiir einen GTO

Die Stromsteilbeit wird mit Rücksicht auf die

RL L

Dr.

5.6.4

Begrenzung der Stromsteilheit mit Freilaufzweig

antipara1lele Diode begrenzt.

IGCT

Der ,,Integratet Gate-Commutated Thyristor" (IGCT) stellt hinsichtlich der Schaltleistung und -Geschwindigkeit eine Weiterentwicklung des GTO dar. Er wird hauptsächlich für MitteIspannungsumrichter eingesetzt. Leistungshaibleiter und Ansteuereinheit sind induktivitätsarm zu einer baulichen Einheit zusammengefasst, wodurch der Gatestrom (die Abschaltverstärkung beträgt I) mit einer höheren Steilheit als beim GTO bereitgestellt werden kann. Die Folge ist eine Reduktion der Speicherzeit, die zusätzlich eine Optimierung der Siliziumdicke ermöglichte. Durch diese baulichen Änderungen hat der IGCT deutlich verminderte Durchlass- und Schaltverluste. Beim IGCT konnte so das Schaltverhalten eines Transistors mit dem Durchlassverhalten eines Thyristors kombiniert werden. In dieser Hinsicht - und auch der Robustheit - hat der IGCT heute noch Vorteile gegenüber dem IGBT (Vergleichsdaten siehe Kapitel 5.7). Die Schaltfrequenz des IGCT liegt bei max. 1000 Hz, Kommutierungen verlaufen mit Stromstei\heiten bis über 1200 NIlS.

5.7

Auswahl von Leistungsbauelementen

Die aufgefiihrten Grenzdaten gelten für aktuell verfügbare Bauelemente und zeigen teilweise eine Typen-Spezialisierung für Hoch- Niederspannungsanwendungen. Die in Tab. 5.1 aufgefiihrten Daten sind zudem anwendungsspezifisch und daher als Anhaltswerte zu verstehen. Tabelle 5.1 Auswahl an Bauelement-Grenzwerten (stand: 2007)

Typ MOSFET IGBT BT

UN

IDclA

toff/PS

Typ

UN

ITQWA

IAV/A

toff/PS

800

25

0,15

GTO

4500

4000

1000

100

100

300

0,7

IGCT

4500

4000

2100

11

6500

600

1-4

Thyristor

8500

2400

1200

300

15-25

Diode

5000

550

480

5-10

SiC-Diode

1200

-

-

3800 20

I A v: Mittelwert (AV), ITQM: maxima1 abscbaltbarer Strom, I De: Gleichstrom (continous)

95

6 Wärme-Management 6.1

Die Verlustleistung

Die Verlustleistung (power dissipation) von Halbleiterbauelementen entsteht im Wesentlichen im Bereich der pn-Übergänge. Dem Bautei! wird daher von der Sperrschicht eine Momentanleistung Pv = u'i

(6-1)

zugeführt. Die im Bauelement umgesetzte Energie, die Wärmemenge Q, berechnet sich durch Integration der Momentanleistungpy nach GI. (6-2) . Wännemenge

Q=

fo• p(t)dt

(6-2)

in Ws

Das Bauteil reagiert auf die zugeführte Wännemenge Q mit einem Temperaturanstieg. Liegt die Gehäusetemperatur 9 c über der Umgebungstemperatur 9 A, so erfolgt entsprechend Abb. 6I eine Wänneübertragung vom Bauteil auf die Umgebung. Die Transportmechanismen sind:

Wärmeübertragung / heat transfer

Mechanismus

Wärmeleitung

Heat conducting

Übertragung kinetischer Energie von Atomen bzw. Elektronen

Kon~ektion

Convection

Materialtransport (Luft)

Wärmestrahlung

Radiation

Strahlung

• • '-

,-

I

..

:'

-')

Abbildung 6-1

Konvektion

Wänneübertragungsmechanismen

Wärmestrahlung

-, I

'-\: ~---1

Bauteil mit Verlustquelle

Pv : Verlustleistung des

Bauelementes

Montageplatte

=~-

Wärmeleitung Die Temperatur steigt solange an, bis sich ein Gleichgewicht zwischen der zugeführten Energie mit der durch Konvektion, Leitung und Strahlung abgeführten Energie einstellt. Dann hat das Bauelement seine stationäre bzw. Beharrungstemperatur erreicht. Bei praktischen AnwenJ. Specovius, Grundkurs Leistungselektronik, DOI 10.1007/978-3-8348-8270-7_6, © Vieweg+Teubner Verlag | Springer Fachmedien Wiesbaden GmbH 2011

96

6 Wärme-Management

dungen sind immer mehrere Komponenten an der Wärmeübertragung beteiligt. Abb. 6-2 zeigt einen solchen Anwendungsfall, bei dem eine Leistungsdiode 0 über eine !solierscheibe ! auf einem Kühlkörper K befestigt ist. Der Kühlkörper stellt den Wärmeübergang zum gasf"örmigen oder flüssigen Kühlmedium A her. Das Kühlmedium wird mit einer konstanten Temperatur, der Umgebungstemperatur (tA, angenommen. Isolierung I

..rr-----, Kühlkfuper

Si1iziumkristall J

K

VerlustleistuDg

.ß-C===:l--_ elektrische Leitungeo

Pv

Kühlmedium

Gehäuse

C-

A

Abbildung 6-2 Diode mit K.üblkörper (Luftkühlung)

Die Bezeichoungen, Kennbuchstaben und Temperaturen der Komponenten sind:

Kennbuch.tabe

Bauteil

Temperatur

J

Siliziumkristall

junction

~

C

Gehäuse

case

(tC

K

Kühlkörper

heatsink (h)

(tK

A

Kühlmedium

Ambient (A)

(tA

Im stationären Betrieb haben alle am Wärmetransport beteiligten Komponenten eine unterschiedliche Temperatur. Die höchste Temperatur stellt sich nach Abb. 6-3 im Siliziumkristall (Sperrschicht 1) ein, dem Ort der Verlustieistungsentstehung. Zur Bemessung des Kühlkörpers ist es erforderlich, den Wärmetransport vom Ort der Verlustleistungsentstehung (1) bis zum Kühlmedium (A) zu beschreiben.

Sperrschicht

Abbildung 6-3 Temperaturgefälle von der Sperrschicht (J) bis zum Kühlmedium (A)

Gehäuse Kühlkörper I Kühlmedium "ÖJ

"Öc

~

t

"ÖA

97

6.2 Das thermische Ersatzschaltbild

6.2

Das thermische Ersatzschaltbild

Ein anscbauliches Hilfsmittel zur Beschreibung des Wärmetransportes ist ein Ersatzschaltbild nach Abb. 6-4, bei dem der Wärmetransport mit Hilfe elektrischer Größen beschrieben wird. Die Umgebungstemperatur ~A wird als Bezugsgröße gewählt und im Ersatzschaltbild durch ein Massezeichen (.1) symbolisiert. , - - - _ . -_ _-1>J /

~

Pv

AbbUdung 64 Thermisches Ersatzschaltbild

Die Verlustleistung Py wird in diesem Ersatzschaltbild als elektrischer Strom eingespeist. Der

Rth,JA

Spannungsabfall über den Widerstand Rth,JA wird als Teruperaturdifferenz ll.& bewertet:

A

A& = Pv . Rth,JA Bezugstemperatur ist &A.

In diesem Ersatzscbaltbild wird dargestellt:

thermische Größe

Einheit

Verlustleistung

elektrische Größe

Py

W

elektrischer Strom I (Stromquelle)

&

oe

elektrisches Potential '"

Temperaturdifferenz

ll.&

K

elektrische Spannung U

thermischer Widerstand

R th

KIW

elektrischer Widerstand R

Wärmekapazität

Cth

Ws/K

Kondensator C

Temperatur

Der Widerstand Rth,JA beschreibt den Wärmetransport von der Sperrschicht (1) zur Umgebung (A). Er setzt sich nach Abb. 6-5 aus dem inneren Wärmewiderstand Rth,JC und einem äußeren Wärmewiderstand Rth,CA zusammen. Die thermischen Widerstände Rth,JC und Rth,CA sind über den Gehäuseanschluss e verbunden. Die Temperaturen &J, &c, und &A sind Absolutwerte und beziehen sich auf 0 oe. In Abb. 6-5 wird &A durch eine Spannungsquelle eingestellt. In einer Simulationsrechnung kann mit dieser Spannungsquelle eine Temperaturänderung des Kühhnediums eingestellt werden. ,----~

Pv

_._._._.._.__._._._._._-_.-

t ll. ~JC -.-.-.-.-.-.-.-.--t ll. ~CK

J Rth,JC

e

Rth,CK K

AbbUdung 6-5

Temperaturen der einzelnen Komponenten in Abb. 6-2

Wärmewiderstäode:

--------

t ll. ~ KA

Rth,KA

Sperrschicht-Gehäuse

Rth,Jc:

Rth,CK: Gehäuse-Kühlkörper

A

Rth,KA:

ooe

Rth,JC

Kühlkörper-Kühhnedium

+ Rth,CK + Rth,KA =

Rth,JA

98

6 Wärme-Management

6.2.1

Der innere Wärmewiderstand Rth,JC

Der innere Wärmewiderstand Rth,JC ist durch das Bauelement selbst gegeben. Eine Beeinflussung ist nur bei der Herstellung des Bauelementes möglich. Zwischen Sperrschicht (J) und Gehäuse (C) tritt eine Temperaturerhöhung Ll.9JC ein, die direkt zur Verlustleistung P y proportional ist. Deshalb wird die zulässige Verlustleistung eines Bauelementes in Datenblättem stets auf eine definierte Gehäusetemperatur &c bezogen.

6.2.2

Der äußere Wärmewiderstand Rth,CA

Der äußere Wärmewiderstand Rth,CA setzt sich aus dem Widerstand vom Gehäuse zum Kühlkörper, Rth,CK> und dem Widerstand vom Kühlkörper zum Kühlmedium, Rth,KA zusammen. Für einen optimalen Übergang der Wärme vom Halbleitergehäuse auf den Kühlkörper ist eine möglichst große Kontaktfläche erforderlich. Das Halbleiterelement hat dafiir ein oder zwei Kontaktflächen zum Anschluss des Kühlkörpers. Die Kontaktflächen von Halbleiter und Kühlkörper werden mit hohem Druck verbunden und müssen bei allen Temperaturen absolut eben sein. Zur Vermeidung von Hohlräumen werden die Kontaktflächen zusätzlich mit einer Wärmeleitpaste beschichtet. Weon eine elektrische Isolierung von Kühlkörper und Halbleiter erforderlich ist, wird eine wärmeleitende Isolierscheibe einer speziellen Keramik eingesetzt. Diese Maßnahmen werden im äußeren Wärmewiderstand Rth,CK erfasst. Den Wärmetransport vom Kühlkörper K an das Kühlmedium A beschreibt der Widerstand Rth,KA Das Ersatzschaltbild nach Abb. 6-5 ist fiir den stationären Zustand gültig, d. h. alle Temperaturwerte sind zeitlich konstant. Die Wärme wird mit Hilfe des Kühlkörpers an das Kühlmedium abgegeben. Es wird vorausgesetzt, dass das Kühlmedium selbst nicht erwärmt werden kann, vergleichbar z. B. mit einer unendlich großen Luftmenge der Temperatur 9A. In der Praxis ist dieser Umstand jedoch nicht innner ausreichend gegeben, so dass hier zusätzliche Maßnahmen wie z. B. eine forcierte Belüftung erforderlich werden können.

t F

1,0 0,8

I'..

0,6

.......

0,4 0,2

o

I

Abbildung 1>-6

Reduktionsfaktor F

...........

2

Einfluss der Luftgeschwiodigkeit auf den thennischen Widerstand. 3

4

5

Luftgeschwindigkeit in mls

R thF = F·Rfh

6

7

8

F~l

• (6-3)

Für forcierte Kühlung ist die Oberflächenbeschaffenheit des Kühlers praktisch olme Bedeutung. Im Gegensatz zur reinen Konvektionskühlung, bei der ein bestimmter Rippenabstand nicht unterschritten werden sollte, muss fiir eine forcierte Kühlung eine möglichst große Oberfläche mit entsprechend vielen Rippen vorgesehen werden.

ƗǑ Ɨ ʧ ʧˊ

ŏ

ˊʛtʜ

1 C th

t

ĩ p V d t ʅ ˊ0 0

ˊ0

Anfangswert

Ǒ ˊʛt ʜ

ˊ ˊ

PV R th

ŏʛ1 ė e

ė

t ˃

ʜ ʅ ˊA

˃

R thŏC th thermische Zeitkonstante

ˊ

100

6 Wärme-Management

Eine Simulation der Sperrschichttemperatur unter Berücksichtigung der Wärmekapazität des Kühlkörpers entsprechend Abb. 6-8 zeigt Abb. 6-9 für eine zeitveränderliche Bezugstemperatur 3 A (angenommener Tagesgang der Lufttemperatur) und einer pulsförmig angenommenen Verlustleistung py. J

Pv

Abbildung .8 Berücksichtigung der Wännekspazität

Rth,IC

e

Ersatzschaltbild mit Wännekspazität des C'th,K fiir eine Sinmiation der Sperrschichttemperatur /lJ

KühlkÖIpers Rth,CK

A

Rth,KA

t

~

!9.r

K

ßA

C'th.K

~ !9.rc

t

3

---

1'0

oe 100

'0

0 0

t

---

Abbildung .9 Temperaturverlauf bei pulsierender Verlustleistung Pv und schwankender Umgebungsternperatur /lA (Tagesgang)

6.2.4

Der Wärmewiderstand des Kühlkörpers

Der Kühlkörper ist über die Oberfläche A mit dem gasförmigen (Luft) oder flüssigen (Wasser. Öl) Kühlmedium verbunden. Mit dem Wärmeilbergangskoeffizienten Cl wird bei einer Temperaturdifferenz Aß zwischen Kühlkörper und Kühlmedium in der Zeit t die Wärmemenge Q nach GI. (6-8) an das Kühlmedium übertragen. Wärmemenge

Q

=

Cl·A·A9·t

in Ws

(6-8)

6.2 Das thermische Ersatzschalthild

101

KontaktfIäche A zum Kühlmedi_ durch Rippen und aufgerauhte Oberfläche maximiert

Wärmeübergangskoeffizient CL

zwischen Kühlkörperobert1äche und

Wärmefluss vom Kühlkörper in daa Kühlmcdiwn

Abblldung 6-10

Wärmeübergang vom Kühlkörper in das Köblmedium

Kühlmedium

Kühlmedium konstanter Temperatur ~A nimmt die Wärmemenge Q auf

Wird die übertragene Wärmemenge Q auf die Zeit t bezogen, so erhält man mit GI. (6-9) einen Ausdruck fiir den Wärme strom, der gleich der übertragenen Verlustleistungpy ist. Wärmestrom dQ dt

= Cl.A.~~ =

Py in

W

(6-9)

Mit GI. (6-10) kann der Wärmewiderstand Rth,KA für den Kühlkörper fonnuliert werden: Wärmewiderstand des Küh!körpers

~~ 1 R th,KA - ClA Py

. K m--

W

(6-10)

Rth,KA verhält sich umgekehrt proportional zu der Küh1körperoberfläche A und dem Wärmeübergangskoeffizienten Cl. In Abb. 6-11 sind beispielhaft Kurven fiir Rth,KA in Abhängigkeit

von der Küh1körperoberfläche verschiedener blanker Materialien (Stahl, Kupfer, Aluminium) angegeben. Zusätzlich sind Angaben für verschiedene Materialdicken enthalten. Abblldung 6-11

Wännewiderstand blanker Kühlbleche in senkrechter Anordnung Al 2mm

Der Widerstand Rth,KA sinkt mit zuoehmender Oberfläche A. Wegen der ungönstigen Wänneverteilung inoerhalb des Köh!körpers strebt

4r--~~t-"';:--+--:;;;:;:;:j

2r--t--t-'"......+--:;;;:;:;:j Cu 2mm O L -_ _~_ __ L_ _~~~

o

100

200

300 A

-

~

400

Rth,KA einem Grenzwert zu.

•

Eine weitere Vergrößerung von A ist nur bei einer verbesserten Wännevertei\uog z. B. durch eine größere Blechdicke (hier: 1 mm ~ 2 mm) sinnvoll.

Je dicker das Material ist, desto besser wird die Wärme innerhalb des Küh1körpers verteilt und desto geringer ist der thermische Widerstand. Werden diese Bleche zusätzlich geschwärzt, so verbessert sich die Wärmeabstrahlung und die Rth,KKW erte sinken auf ca. 70 %. In der Praxis besteht bei mehreren Kühlkörpern aber die Gefahr, dass sich die Küh1körper gegenseitig aufheizen [20]. Angaben für Rth,KA beziehen sich im Allgemeinen auf freistehende eloxierte Kühlflächen in senkrechter Ausrichtung mit reiner Konvektionskühlung. Für blanke bzw. unbehandelte Oberflächen liegen die tatsächlichen Werte dann um ca. 15 % höher, bei horizontaler Ausrichtung verschlechtert sichRth,KA um 20 % [Angaben: austerlitz-electronic].

102

6 Wärme-Management

Wird der Wärmestrom nach GI. (6-9) schließlich auf die zur Verfügung stehende Kühlfläche A bezogen, so erhält man mit GI. (6-11) die Wärmestromdichte. Wärmestromdichte

1.. d Q A dt

=

Cl.

~~

in W

(6-11)

m2

Die Wärmestromdichte zeigt die Wirksamkeit eines Kühlverfahrens in Abhängigkeit vom Kühlmedium auf, welches durch den Wärmeübergangskoeffizienten Cl beschrieben wird. Für einen gegebenen Kühlkörper der Temperatur ~ erhält man die abfiihrbare Verlustleistung durch Multiplikation der Wärmestromdichte des Kühlmittels mit der Kühlkörperoberfläche A und der Temperaturdifferenz ~~ = (~K - ~Al nach GI. (6-12). ~A beschreibt die Temperatur des Kühlmediurns). Ohne Temperaturerhöhung kann ein Kühlkörper keine Leistung übertragen! inW

6.3

(6-12)

Kühlmedien

Erzielbare Werte für den Wärmeübergangskoeffizienten IX und die abfiihrbare Verlustleistung bei A = 100 cm2 und ~~ = 50 K sind in Tab. 6.2 angegeben: Tabelle 6.2 Anhaltswerte für den Wänneübergangskoeffizienten und die abfiihrbare Leistung (A ~ 0,01 m') bei Luft- und Wasserkühlung

Luft

Cl

unbewegt

stark bewegt

laminare Strömung

turbulente Strömung

5

50

500

5000

2,5

25

250

2500

inW/m2K

Pin Watt

6.3.1

Wasser (Rohrleitung)

Luftkühlung

Luft ist ein elektrisch isolierendes Kühlmedium und kann in Bezug auf den Kühlkörper ruhend oder bewegt sein (forcierte Belüftung). Die Luft verteilt die Wärme an die Umgebung. In einem geschlossenen Raum steigt dadurch die Temperatur des Kühlmediurns an (Konvektionsheizung). Die Temperaturdifferenz d~ ist durch die Verlustleistung gegeben. Damit die Temperatur des Kühlkörpers durch Erwärmung des Kühlmediurns nicht unzulässig ansteigt, muss für einen ausreichenden Luftaustausch gesorgt sein. In geschlossenen Räumen kann z. B. durch einen Wärmetauseher die Temperatur des Kühlmediurns konstant gehalten werden (indirekte Kühlung). Damit der Kühlkörper nicht verschmutzt, muss die Kühlluft unter Umständen gefiltert werden. Es kann jedoch auch günstiger sein, zu einer Flüssigkeitskühlung zu wechseln. Dies ist auch erforderlich wenn die Leistungsfähigkeit der Luftkühlung nicht ausreichend ist (siehe Tab. 6.2) bzw. wenn der verfügbare Einbauraum für den Kühlkörper nicht gegeben ist.

103

6.3 Kühlmedien 6.3.2

Wasserkühlung

Wasserkühlung wird allgemein als indirekte Kühlung eingesetzt. Das Wasser dient zum Wärmetransport zwischen dem Lüftkühler und den aktiven Bauelementen und muss über eine Pumpe umgewälzt werden. Die elektrische Isolierung erfolgt entweder durch die Bauelemente selbst, durch isolierende Wärmetauseher oder durch entionisiertes Wasser. Die Anwendung entionisierten Wassers setzt eine geeignete MaterialauswahI und eine Überwachungseinrichtung vomus. Abb. 6-12 zeigt den Aufbau einer Wasserkühlung fiir ein Halbleiterbauelement. Das Bauelement überträgt die Wärme mit einem angekoppelten Wärmetauseher auf das Wasser. Es gibt auch Leistungsbauelemente, deren elektrisch isolierter Gehäuseboden selbst als Wärmetauseher ausgefiihrt ist. Derzeit kann eine Verlustleistung von über 4 kW pro Bauelement (IGBT) abgefiihrt werden. Wichtig ist eine turbulente Strömung im Wärmetauseher, um das fiir die Wärmeübertmgung ungiinstige Strömungsprofil einer laminaren Strömung zu vermeiden. Die Wärmekapazität solcher Kühlsysteme ist allerdings sebr gering, so dass bei Ausfall des Wasserkreislaufs die Leistung sofort abgeschaltet werden muss. Bedingt durch den geschlossenen Wasserkreislauf mit einem Wasser-Luftkühler ist die Rücklauftempemtur des Kühlwassers mindestens 3 K höher als die Umgebungstempemtur (tA. Die abführbare Leistung ist durch die Differenz von Hin- und Rücklauftemperatur (ß(t) und dem Volumenstrom des Kühlmediums gegeben. Für die Stromrichterkühlung auf Fahrzeugen z. B. mit Hybridantrieb umfasst der Kühlwasserkreislauf weitere Verlustquellen wie z. B. den Verbrennungsmotor. Hierdurch liegt die Rücklauftempemtur des Kühlwassers fiir den Stromrichter in der Größenordnung von 80°C. Die nutzbare Temperaturdifferenz ist daher dentlieh eingeschränkt. Durch die Zugabe von Frostschutzmitteln ist die Wärmekapazität des Kühlwassers vermindert.

0°0° D

0

Q

0

Kühler mit Halbleiter Wärmetauscher Pumpe

Tank

Kühlwasser Rücklauf

Abbildung 6-12 K.ühlkreislaufbei einer Wasserkühlung

6.3.3

Siedekühlung

Zum Verdampfen einer Flüssigkeit wird eine bestimmte Wärmemenge, die Verdampfungswärme r benötigt. Bei der Siedekühlung wird diese Wärmemenge dem Verdampfer von der Wärmequelle (als Verlustleistung) zugefiihrt. Wird dieser Dampf anschließend in einem Kondensator durch Abkühlung wieder verflüssigt, so wird die Verdampfungswärme als Kondensationswärme an den Kondensator abgegeben. Es fmdet durch den Phasenübergang des Kühlmediums ein Wärmetmusport vom Verdampfer zum Kondensator statt (Kühlschrankprinzip).

104

6 Wärme-Management

Der Wärmetransport zum Kühlkörper setzt eine Temperaturdifferenz zwischen Verdampfer und Kühlkörper von bis zu 5 K voraus. Der Verdampfer hat einen kleinen Querschnitt, wie er durch die Bauteilgeometrie vorgegeben ist, und der Kondensator eine große Oberfläche AK , so wie es zur Wärmeabgabe an die Kühlluft erforderlich ist Als Siedemittel kann z. B. Wasser eingesetzt werden. Der erforderliche Siedepunkt der Flüssigkeit wird über den Innendruck der Wärmeleitung eingestellt Die Heatpipe hat einen sehr hohen Wärmeübergangskoeffizienten, welcher im Bereich 5000 W Im2K < a < 10000 W Im"K liegt. Wird in die Wärmeleitung, die in Abb. 6-13 als "Heatpipe" bezeichnet ist, eine elektrische Isolierung eingebaut, dann muss auch das Siedemittel elektrisch isolierend sein. Kondensator

Abblldung 6-13 Prinzip des Heatpipe-Kühlkörpers

Das Bauelement ist wie auf einem normalen Kühlkörper montiert.

Kühlblecb.e mit der

Der Wärmetransport erfolgt durch deo Phaseowechsel des Kühlmediums.

Oberllächc.A.K

Eine andere Ausführung der Siedekühlung zeigt Abb. 6-14. Bei der Siedebadkühlung taucht man die zu kühlenden Bauelemente mit einem Siedekörper (Verdampfer) vollständig in das isolierende Siedemittel ein. Der Wärmetransport erfolgt auch hier über den Phasenwechsel des Siedemittels mit einem Temperaturgefälle von nur wenigen Kelvin. Die Oberfläche des Kondensators AK hat eine gleichmäßige Temperaturverteilung und wird so groß gewählt, wie es für eine Luftkühlung erforderlich ist [15, 17]. Der Wärmetransport von der Verlustleistungsquelle zum Kühlkörper erfolgt bei der Siedekühlung (im Gegensatz zur Wasserkühlung) ohne zusätzliche Pumpen.

...

Kondensat

Luftgekühlter Kondensator mit Oberfläche AK

Dampft

Abblldung 6-14 Prinzip der Siedebadkühluog •

Siedeflüssigkeit

Das Kühlmedium ist elektrisch isoliereod.

Das Bauelement ist im Kühlme-

druckdichter Behälter Anforderungen an die Siedeflüssigkeit bei der Siedekühlung: ausreichend geringe Siedetemperatur (z. B. 45°C) elektrisch isolierend Materialverträglichkeit Umweltfreundlichkeit

dium eingetaucht.

105

7 Stromrichterschaltungen 7.1

Grundfunktionen

Stromrichter sind Einrichtungen zum Umformen elektrischer Energie unter Verwendung von Leistungshalblei!em. Bei der Kupplung von Wechsel- und Gleichstromsystemen ergeben sich hierbei vier Grundfunktionen: Gleichrichter..

o----1Z~ ..

Gleichrichten ist die Umformung von Wechselstromenergie in Gleichstromenergie (Energiefluss vom Wechselstromsystem zum Gleichstromsystem).

Wechselrichter

Wechselrichten ist die Umformung von Gleichstromenergie in Wechselstromenergie (Energiefluss vom Gleichstromsystern zum Wechselstromsystem).

0--1Z~ .. ..

Gleichstrom-Umrichten ist die Umformung von Gleichstromenergie mit gegebener Spannung und Polarität in Gleichstromenergie mit anderer Spannung und Polarität. Man spricht vom Gleichspannungswandler bzw. Gleichstrom-Umrichter.

Gleichstrom-Umrichter

G--1Z~ .. ... Wechselstrom-Umrichter

Wechselstrom-Umrichten ist die Umformung von Wechselstromenergie mit gegebener Spannung, Frequenz und Phasenzahl in Wechselstromenergie mit anderer Spannung, Frequenz und Phasenzahl. Man spricht von einem Wechsel- bzw. Drehstrom-Umrichter.

Abbildung 7-1 Grundfunktionen der Stromrichter

7.2

Kennzeichnung von Stromrichterschaltungen

Die Kennzeichnung von Stromrichterschaltungen der Leistungselektronik ist in der DIN IEC 971 festgelegt und erfolgt üblicherweise in einer dreistelligen Kombination von Buchstaben undZiffem. Der erste Buchstabe legt die Schaltungsfamilie fest: M:

Mittelpunktschaltung

B:

Brückenschaltung

W:

Wechselwegschaltung.

J. Specovius, Grundkurs Leistungselektronik, DOI 10.1007/978-3-8348-8270-7_7, © Vieweg+Teubner Verlag | Springer Fachmedien Wiesbaden GmbH 2011

106

7 Stromrichterschaltungen

An zweiter Stelle wird die Pulszahl p bzw. die Phasenzahl m bei der Wechselwegschaltung angegeben. Unter Pulszahl versteht man die Anzahl nicht gleichzeitiger Stromübernahmen (Kommutierungen) eines Stromrichters innerhalb einer Netzperiode (p ~ 1,2, 3, 6, 12, 18, ...). An dritter Stelle wird die Steuerbarkeit in Form eines Buchstabens definiert: U: ungestenerte Schaltung (Dioden) H: halb gesteuerte Schaltuug (Thyristor fiir einen, Diode fiir den anderen Zweig) C: voll gesteuerte Schaltung (Thyristoren). Um besondere Kennzeichen der Schaltung hervorzuheben, können weitere Buchstaben angehängt werden, z. B. F fiir Freilaufdioden. Als allgemeine Symbole fiir Stromrichterventile (elektronische Leistungsschalter) werden verwendet:

ullgesteuertes Velltil

~I

7.3

einschaltbares Velltil

eill- ulld ausschaltbares Velltil

~F

~F=

Einteilung nach der inneren Wirkungsweise

Stromrichter lassen sich nach der inneren Wirkungsweise, d. h. nach der Art der Kommutierung unterteilen. Unter Kommutierung versteht man die Stromübergabe von einem Zweig des Stromrichters an den nächsten, wobei während der Kommutierung beide Zweige Strom führen. Wir unterscheiden bei der Kommutierung zwischen:

I. Stromrichter ohne Kommutierung Halbleiterschalter und Steiler fiir Wechsel- und Drehstrom 2. Stromrichter mit natürlicher Kommutierung beziehen ihre Kommutierungsspannung entweder aus dem speisenden Netz (netzgefiihrte Stromrichter) oder von der Last (lastgefiihrte Stromrichter). Beide Kommutierungsarteu werden unter dem Oberbegrifffremdgefijhrte Stromrichter zusammengefasst.

3. Stromrichter mit Zwangskommutierung verfügen beim Einsatz einschaltbarer Ventile über kapazitive Energiespeicher fiir die Kommutierung oder sie sind mit abschaltbaren Bauelementen (GTO, Transistor) ausgerüstet. Der Oberbegriff fiir Stromrichter mit Zwangskommutierung lautet selbstgefijhrte Stromrichter. Stromrichter, die Wechselstromenergie in Gleichstromenergie oder umgekehrt umwandeln, lassen sich danach unterscheiden, ob die Kommutierung auf der Wechselstrom- oder Gleichstromseite erfolgt: Stromrichter mit wechselstromseitiger Kommutierung arbeiten in der Regel fremdgefiihrt, Stromrichter mit gleichstromseitiger Kommutierung arbeiten selbstgefiihrt.

107

7.5 Mittelpunktschaltung MI

7.4

Leistungssteuerverfahren

Die Stenerung der elektrischen Energie erfolgt durch den schaltenden Betrieb leistungselektronischer Bauelemente. Während fiir Wechsel- und Drehstromanwendungen die Leistung durch verzögertes Einschalten der Verbraucherspannung erfolgt, muss bei Gleichstromanwendungen die Verbraucherspannung periodisch ein- und ausgeschaltet werden (pulssteuerung). Bei der Helligkeitssteuerung von Glühlampen und einfachen Antriebsanwendungen wird // die so genannte Phasenanschnittsteuerung an.:/_.---1---~-'----,r------,.--~ I gewendet. Durch Änderung des Steuerwinkels Cl kann die Verbraucherleistung stufenlos wt eingestellt werden. Cl

U

-

f--l-l--+-+-+--,------L-+-f--'-.I wl

Die Schwingungspaketsteuerung findet man häufig bei Temperatur-Regelungsverfahren. Es werden nur ganze Sinusschwingungen in unterschiedlicher Anzahl an den Heizwiderstand gelegt.

Das Prinzip der Pulsbreitenstenerung (PWM) wird heute bei den meisten leistungselektronischen Aufgaben angewandt. Die Leistung '-+-+--+--L---''--'-+--++-----'__I-.I wird durch Veränderung des Einschaltverhältnisses gesteuert. Aufgrund der bei allen Maschinen vorhandenen Induktivitäten ist der Motorstrom gegenüber der Spannung gegläti tet. Bei genügend hoher Taktfrequenz lassen '--------------~sich beliebige Stromkurvenformen (GleichI strom, sinusförmiger Wechselstrom) erzielen.

U

AbbUdung 7-2 Leistungssteuerung bei Gleich- und Wechselstromanwendungen

7.5

Mittelpunktschaltung Mt

In Abb. 7-3 ist als einfaches Beispiel fiir eine Gleichrichterschaltung die einpulsige Mittelpunktschaltung MI dargestellt. Die positive Halbschwingung der sekundären Transformaturspannung Us wird unverzögert auf die Last geschaltet. Die negative Halbschwingung wird durch die Ventilwirkung der Diode gesperrt. AbbUdung 7-3 Vogesteuerte Gleichrichterscbaltung MI mit ohmseher Last T: Transformator zur Spaonuogsanpassung uod Potenzialtrennung

Durch Anwendung des Maschensatzes nach GI. (7-1) sind die Spannungsverhältnisse dieser Schaltung beschrieben.

108

7 Stromrichterschaltungen mit

U

"ssin(wt)

s=

(7-1)

Die Ventilspannung Uy ist abhängig vom Schaltzustand des Ventils. Die Schaltzustiinde des Ventils werden durch die Stromrichtung bestimmt. Bei ohmscher Last will sich die Stromrichtung proportional zur Netzspannung Us einstellen. Uy

+-•

us~CP

/

--.....

...

\

\... M ) ,---------'

F'

Uy

~R

-•....•

/.-

ustCP

'.

,;

M

',-------,'

0

ud:

Us

Uy:

0

Us

us:

>0

12 wird C entladen und Ue fällt linear ab. Der Spannungsabfall ist proportional zu Jo und umgekehrt proportional zur Kapazität C. Sobald Ur< wieder größer Ue ist, schaltet sich die Diode ein und C wird geladen (ue ~ Ur 0, wodurch V2 einschaltet und den Laststrom überninunt. Durch die Rückwärtsbelastung sperrt das Netzventil V I sofort. Der Diodenstrom wird dann von der Induktivität L aufrecht erhalten und klingt mit der Zeitkonstanten T ab. Zur Ermittlung der Ventilspannung UVI wird die Maschengleichung M aufgestellt. Die Bedingung zur Stromübergabe an die Freilaufdiode ist UV2 > O. ~U

= 0 = -u N -

uV2 daraus folgt: u V2

= -u N

(7-19)

Die Freilaufdiode V 2 leitet, sobald die Netzspannung "N negative Werte annimmt. V I übernimmt den Strom, sobald die Netzspannung positive Werte annimmt. Die Schaltzustände sind in Abb. 7-19 dargestellt, die Ventilströme zeigt Abb. 7-20. Die Stromübemahme der Ventile bezeichnet man als Kommutierung. Die Stromübemahme der Ventile ist von der Netzspannung UN gefiihrt, weshalb diese Schaltung als ,,netzgeführt" bezeichnet wird.

116

7 Stromrichterschaltungen "v

id iV2

. VI

IN

"Nl ( UN

D

iN VI

R Ud

LS V2

ULl

"Nl

L

id iV2

V2

R ud

ULt

L

> 0, V I leitet, V 2 sperrt Ud

=

d id

dt

UN '

> 0

Abblldung 7-19 Leitzustände der MIF-Schaltung In Abb.7-20 ist an den Ventilströmen zu erkennen, dass sich die Ventile VI und V2 von der Netzspannung gesteuert ablösen. Wegen der Vernachlässigung eingangsseitiger Induktivitäten (z. B. durch den vorgeschalteten Transformator) erfolgt die Ventilablösung (Kommutierung) verzögerungsfrei jeweils im Spannungsnulldurchgang der Netzspannung. ",,>0

",, wt

iV2 _ _---J~_"---L.._iYI

V2 iV2

-

2

U2

o

= -U

UY2 = U2 -

I

-

UI =

wt-+ AbbUdung 8-20 Kommutierung eines eingeprägtea Gleichstromes id von Y I nach Y2

U

Y2

U21

+

U 2

8.2 Die gesteuerte Mittelpunktschaltung M2C

135

Am Ende der Kommutierung ist iK ~ I d. Aus GI. (8-27) folgt fiir die Anfangsüberlappung "0: COS"D ~

Id

Id

(1 - ,,) oder "0 ~ arcos (I 'K

,,) 'K

(8-28)

Eine Kommutierung ist nur fiir Id kleiner fK möglich. Aus GI. (8-26) folgt für wt ~ IX + ". eine Beziehung für alle Steoerwinkel Cl. Durch die Erweiterung mit I ist die Überführung in die allgemeine Form nach GI. (8-29) möglich. mit

"" ~ arcos (cos

IX

+

COS"D -

COS(IX

1) -

+

I

u..J ~ I - "d +coslX-1 'K

IX

(8-29)

Den Verlauf von iK bei unterschiedlichen Steoerwinkeln IX zeigt Abb. 8-21. Es ist deutlich die Abhängigkeit der Überlappung ". vom Steoerwinkel IX zu erkennen. Durch die Überlappung ist die Kommutierungsfähigkeit in diesem Beispiel auf Steuerwinkel IX < 150 0 beschränkt. Dieser Grenzfall und ein zusätzliches Beispiel für ein Kommutierungsversagen ist seitlich zusätzlich vergrößert dargestellt. Eine Thyristorschonzeit ist nicht berücksichtigt.

t

Ol=

0°

1500 Grenzfall IX ~

I

Iif2t~~. Ua

--mt

i __

................ /~

1500 Keine Kommutierung möglich IX>

-.

IdrX5-+-id2

Abblldong 8-25 Herleitung der B2-Brückenschaltung

Die Zusammenfassung einer Kathodenschaltung (a) mit einer Anodenschaltung (b) fiibrt auf die Vorstufe einer Brückenschaltung nach Abb. 8-25c. Betrschtet man hierbei die Knoteupunktgleichung K, so ist der Mittelleiterstrom iM Null. Der Mittelleiter kann daher entfallen und man erhält die Brückenschaltung nach Abb. 8-26. Aus L i = 0 folgt: iM = i dl - id2 = 0 Aus GI. (8-2) folgt somit

ip

EJ

. 's

----: ~ l

Udi

Tl

=

L~

2.1.." TI

und aus L

id

T2

t

R

l

T3

L~

0 folgt: Ud =

Udl +ud2

S

USI

----: ~

u=

T4

Abblldong 8-26 Die voll gesteuerte B2-Brückenschaltung (B2C) Durch die Reihenschaltung ist die Gleichspannuog Uoll doppelt so groß wie bei einer Mittelpuoktschaltung. Für die einfache Gleichspannung genügt daher nur eine Wickluogshälfte,

wodurch sich der Transformator vereinfacht (oder entfiillt).

Auf die Reihenschaltung der beiden Sekundärwicklungen kann verzichtet werden, so dass die B2-Schaltung die gleiche Ausgangsspannung Udi (und UwJ wie die M2-Schaltung hat. Die Gleichspannung Udia berechnet sich mit GI. (8-2) für die B2C-Schaltung zu:

U diO< =

~ '"scos(",)

=

O,9Uscos(",)

(8-39)

140

8 Wechselstromschaltungen

8.3.1

Ventilbelastung

Bezogen auf die gleiche Ausgangsspannung Ud werden die Ventile der B2-Schaltung nach Abb. 8-27 nur mit dem halben Wert einer vergleichbaren M2-Schaltung belastet Die Strombelastung der Ventile entspricht der M2-Schaltung.

EJ

YI,l

(Y"'""'"'-t

u-----+s

tuVI

'I

Y2

('~:)

U

wt

"YI Aus:

~

u= 0 = -uS+uYI =

0 folgt: u YI =

U

s

Abbildung 8-27 Yentilspannung der B2-Schaltung Die Ventilspannung uY ermittelt sich aus dem Maschenurn1aufM in Abb. 8-27 zu : uY = Us (Schalter offen) uY = 0 (Schalter geschlossen)

»

Es liegen stets zwei Ventile in Reihe. Daher sind die Durchlassverluste der B2-Schaltung doppelt so groß wie bei einer vergleichbaren M2-Schaltung.

8.3.2

Transformatorbauleistung

Für den Fall einer idealen Glättung hat der netzseitige Strom ip einer B2-Schaltung wie bei der M2-Schaltung Rechteckform. Auch in der Sekundärwicklung fließt ein reiner Wechselstrom. Dies bedeutet durch den Wegfall des Gleichanteils eine bessere Ausnutzung und damit eine geringere Bauleistung des Transformators. Die erforderliche Bauleistung ST berechnet sich fiir die B2-Schaltung nach GI. (8-40). (8-40) Ein Eingangstransformator ist bei der B2-Schaltung jedoch nicht prinzipiell erforderlich! Tabelle 8.3 Transfonnatorbauleistungen unterschiedlicher Stromrichterschaltungen

Schaltung

ST1Pd

MI

3,09

M2

1,34

B2

1,11

Eine Gegenüberstellung der Transformatorbauleistungen unterschiedlicher Stromrichterschaltungen zeigt Tabelle 8.3. Die ideelle Gleichstromleistung Pd wird aus den Mittelwerten von Gleichstrom und -spannung gebildet und ist im Allgemeinen eine reine Vergleichsgröße.

141

9 Drehstromschaltungen 9.1

Die Mittelpunktschaltung M3

Für den Betrieb einer Mittelpunktschaltung ist ein Transformator zur Bereitstellung des Mittelpunktanschlusses erforderlich. Die M3-Schaltung in Abb. 9-1 wird über einen Transformator in Dreieck-Stern-Schaltung (Dy) betrieben. a)

IW

K

.............................. ·········].-1 ipl

in

ip2

Np

Ns

b)

t

t

USI

2U "812

•

t

US2

2V "823

US3

•

2W

2N

U831

Tl iSl

T2

T3

T3

•

•

'----+----'

R

L

R

L

Abblldung 9-1 Vollständiges und vereinfachtes Ersatzschaltbild

Die Ventile sind abwechselnd fiir jeweils 1200 leitend. Wegen der Symmetrie des Drehspannungssystems sind die Effektivwerte der Phasenspannungen gleich, d. h. USI ~ US2 ~ US3 ~ Uso Die nicht leitenden Ventile sind mit einer verketteten uv-Spannung belastet. Die natürliche Ablösung der Ventile erfolgt unter dem Einfluss der Phasenspannungen U1> U2 und U3 unmittelbar im Spannungsschnittpunkt. Dieser Punkt liegt im Nulldurchgang der verketteten Spannungen, die als Kommutierungsspannungen bezeichnet werden. Wenn z. B. die Spannung U21 positiv wird, so schaltet in Abb. 9-4 Ventil V 2 ein und das leitende Ventil VI ab. Bei natürlicher Kommutierung bzw. Cl ~ 0 0 ist somit immer das Ventil mit der momentan höchsten Spannung leitend. Bei einer gesteuerten Schaltung wird die Stromübergabe auf das nächste Ventil bei positiver Kommutierungsspannung erst durch einen Zündimpuls ausgelöst. J. Specovius, Grundkurs Leistungselektronik, DOI 10.1007/978-3-8348-8270-7_9, © Vieweg+Teubner Verlag | Springer Fachmedien Wiesbaden GmbH 2011

142

9 Drehstromschaltungen VI leitet

~

(---.-~ '"

-

"

----------

--,/

_V2

U2

id

UV2

V3

U3

~ U

= 0 = -u

u V2 = u2 -

l

Y2 + u l = u 21

u

u2

Abbildung 9-1 Zur Yentilablösung im Drehspannungssystem 0/2 löst VI ab)

9.1.1

Gleichspannungsbildung

Die natürliche Kommutierung der Ventile lässt sich durch ein Schaltermodell nach Abb. 9-3 darstellen. Die möglichen Schalterstellungen sind in der Tabelle aufgeführt, den resultierenden Gleicbapannungsverlauf Ud zeigt Abb. 9-4.

-

"1

"3

1

3

S

W"rnkelbereich

9'+



30°:

Bei einem Steuerwinkel von Cl > 30° ninnnt Ud auch negative Werte an. Bei ohmseher Last fiihrt eine negative Gleichspannung zu einem sofortigen Verlöschen der Ventile. Bis zum folgenden Zündimpuls ist dann in Abb. 9-7 der Gleichstrom und die Gleichspannung Null (Stromlücken). 30°,.;

Cl";

150° (lückender Betrieb) Abbildung 9-7 Sleuerwinkel: 30° < Cl < 150° Lückende Ausgangsspannung der M3-Schaltung

(R-Last)

o

TC

3

2

= ----" f 2 "3 -;1t+ a

Eine Umformung mit

3u s

U dia =2rc U dia =

r:t

Olt

3

~

I

U dia

+!!.

Us cos(Olt)dOlt sin (a ±

fI) =

=...l..u 2rc

s

(sin(lI) 2

sin a cos fI ± sin fI cos a

(I-(sin(a)cos(~) - cos(a)sin(~))) (I - (}Sin(a) -

~ cos(a)))

r;;

sin(_lI 3

+

a))

=

fj

fiihrt auf :

mit

3 Us 2rc

Udi

(I - c·sin(a + '1'))

fj 2 '1' = atetan(-) = I 2

-60°

c=

(9-4)

Der Lückeinsatz lässt sich durch einen induktiven Energiespeicher zu höheren Steuerwinkeln verschieben. Bei negativer Gleichspannung Ud bleibt der positive Gleichstrom noch solange erhalten, bis die in der Last gespeicherte Energie aufgebraucht ist. Ein Lückeinsatz ist daher von der Lastzeitkonstanten TL mitbestimmt. Bei einer passiven R-L-Last (Verbraucher) kann der lückfreie Betrieb jedoch nur bei positivem Gleichspannungsmittelwert erreicht werden. Befindet sich auf der Lastseite eine aktive Last (Energiequelle), so tritt der Lückbetrieb auch bei negativen Gleichspannungsmittelwerten nicht oder nur verzögert auf.

9.1 Die Mittelpunktschaltung M3

9.1.1.2

145

Aktive Last

Ist der Gleichstrom durch eine aktive Last eingeprägt, so leiten die Ventile weiter, obwohl negative Momentanwerte der Gleichspannung auftreten. Eine Fallunterscheidung ist nicht erforderlich. Den Spannungsverlauf zeigt Abb. 9-8. AbbUdung 9-8

Gleichspannung bei eingeprägtem Strom - aktive Last, Steuerwinkcl: 0 0

~

or..

~

1800

wt

'"

............. sin( a ± tl)

0° ..; a"; 180°: U dia

3-/3 cos(a) = U di·cos(a) 2rr

= sinacostl ± sintlcosa

I

(9-5)

Stellt man die Gleichspannung Udie< bezogen auf Udi über dem Stenerwinkel man die S!euerkennIinien nach Abb. 9-9.

t

1

M3-Sleuerkennlinie der Gleichspannung fiir unterschiedliche Lastfälle

obmsche Last

.J3 2

Udi

180°

0

a __

~30° OlLG

-I

• U di(a

=30') =

dar, so erhält

AbbUdung 9-9

.',

............. Lüc! Im Netzstrom

sowie im Primär- und Sekundärstrom des Transformators nach Abb. 9-29 sind nur ungeradzahlige Oberschwingungen mit nicht durch 3 teilbaren Ordnungszahlen enthalten. Weitere Kennwerte der Kurvenform sind in Kapitel 12, GI. (12-4) angegeben.

9.2.5

Bauleistung des Transformators

Für die in Abb. 9-29 dargestellten Primärströme lässt sich die Leistung des Transformators angeben. Da N s ~ Np angenommen wurde, entspricht der Verlauf des Sekundiirstromes is dem des Primärstromes ip (Durchflutungs-Gleichgewicht). Für die Effektivwerte 1s und 1p kann daher durch GI. 9-22 allgemein der Zusammenhang mit dem Gleichstrom 1d angegeben werden.

1S

~

1p

~ ~1d ~

0,8161d

(9-22)

Für die primär- und sekundärseitigen Leiterspannungen Us und Up lässt sich mit GI. 9-2 für die Dy-Schaltung (Ns ~ Np) folgender Zusammenhang mit Ud angeben: r;; rr Ud U s ~ v3Up ~ Ud3 .f2 ~ 1,35

Die Bauleistung des Transformators ST folgt nach GI. 9-23 aus dem Mittelwert von primärund sekundiirseitiger Scheinleistung (Sp und Ss). (9-23) Eingesetzt: ST

~ ~(.J3Up1p+Us1s)~.J3Ud3'J2·1d·~~tPd~1,05Pd

(9-24)

> Die B6-Schaltung bietet die günstigste Transformatorbaugröße und wird daher besonders für größere Leistungen eingesetzt.

9.3 Zündimpulse

9.3

161

Zündimpulse

Die Zündreihenfolge entspricht der natürlichen Ventilablösung der B6-BfÜckenschaltung entsprechend Abb. 9-25. Da für einen geschlossenen Stromkreis inuner zwei Ventile gleichzeitig gezündet werden müssen, wird jeweils ein zusätzlicher Zündimpuls (Folgeimpuls) für den 2. Thyristor erzeugt. An einem Thyristor entsteht daher eine Zündimpulsfolge nach Abb. 9-30.

~60.~ ~olgeimpu1s

Hauptimp~

rut Abblldung 9-30 Impulsfolge eines Thyristors

Der erste Impuls eines Thyristors heißt Hauptimpuls, der zweite, 60· spätere Impuls, heißt Folgeimpu/s. Der Hauptimpuls ist um den Steuerwinkel 00. gegenüber dem Schnittpunkt der Phasenspannungen verschoben. Erst durch den Folgeimpuls kann die Schaltung in Betrieb gehen und auch im Lückbetrieb sicher arbeiten. Abb. 9-31 zeigt das vollständige Zündimpulsschema einer B6C-Briickenschaltung (Bezugsventil VI)' Steuerwinkel IX V l-Synchronisationsspannung (U\3)

u

rut

VI

Hauptimpuls Folgeimpo1s

rut

V2 V3 ~

60·

:*-

rut rut

V4

rut

Vs V6

rut

Folgeimpuls - - - (V6)

rut Abblldung 9-31lmpulsschema der B6C-Brückeoschaltuog

(IX ~

0·)

162

9 Drehstromschaltungen

Die Synchronisation des Steuerwinkels a erfolgt mit der Netzspannung. In der Praxis auftretende KUlZZeit-Unterhrechungen oder Spannungsoberschwingungen dürfen die Synchronisation nicht stören. Die Filterung der Netzspannung erfolgt daher mit einer digitalen PLL-Schaltung entsprechend Abb. 9-32. Diese Schaltung synchronisiert sich auf die Grundschwingung der Netzspannung. Auf Grund der geringen Eigenfrequenz des PLL werden die genannten Störungen der Netzspannung unterdrückt. Wählt man als Referenzspannung "Ref die Leiterspannung U\3, so ist der Zündimpuls zr I dem Ventil I zugeordnet. Wird der Teilerfaktor 11 zu 360 eingestellt, so hat die Zählfrequenzfclock die 360-fache Frequenz der Netzspannungfi, und die nachgeschaltete digitale Zählschaltung arbeitet mit einer Winkelauflösung von 1°. PIL-Schaltllng

,---------------------------------------------------------------------

URefI

Ticfp.S8

.klook r-,--_ ZI 1

>-~--~

ZI2 ZI3 ZI4 ZI5 ZI6

1/n

PD:

Phaseodiskriminator

VCO: spannungsgesteuerter Oszillator

a

AbbUdung 9-32 Impulserzeugung und Synchronisation mit der Netzspannung durch eine PLL-Schaltung

Die Zündirnpulse ZI 1-6 haben stationär einen Abstand von jeweils 60°. Die Zündimpulse werden z. B. über eine Diodenschaltung in Abb. 9-33 zu den Gateimpulsen mit Haupt- und Folgeimpulsen für die einzelnen Thyristoren zusannnengefasst. Ein Schalttransistor steuert anschließend über einen Impulsübertrager den Thyristor an (weitere Einzelheiten zur Thyristor-Ansteuerung in Kapitel 5.3.3). AbbUdung 9-33

ZII

Zündverstärker mit Bildung der Folgeimpulse über eine Diodenverknüpfung

ZI2

Für Thyristor I ist der Züodübertrager mit Freilaufkreis dargestellt.

ZI3

Die Ansteueruog der Thyristoreo 2-6 erfolgt analog zu Thyristor I (GI -KI).

ZI4 ZI5 ZI6

9.3 Zündimpulse

9.3.1

163

Gleichspannungsbildung

Die Gleichspannung Ud folgt aus der Potenzialdifferenz zwischen oberer und unterer Brückenhälfte, d. h. Ud ~ ---I------:3 ",,-.

.,/

~~~----

Abblldung 9-50 Drehung eines Drehspannungssystems durch Kombination von Phasenspannungen am

Beispiel von H12

175

10 Netzrückwirkungen Stromrichterschaltungen entnehmen dem speisenden Netz im Allgemeinen nicht-sinusförmige Ströme. Die Wirkung nicht-sinusförmiger Ströme auf das speisende Netz fiihrt zu den Erscheinungen: Blindleistung, Stromoberschwingungen, Spannungsoberschwingungen. Diese Erscheinungen werden zusammenfassend als Netzrückwirkungen bezeichnet.

10.1

Blindleistungsverhalten

Ausgehend von einer gesteuerten M2-Schaltung nach Abb. 10-1 kann man feststellen, dass der Netzstrom iN der Netzspannung "N um den Phasenverschiebungswinkel ~ 0°, cos

0).

--

1

i]

N,

~

Up

id

1 8,

c tL~

D1

'\ 17

( D~Ud

c

82 L ~ D2 '\ -

~

- f-

- L

UL

U

N2

S] wird geöffnet, S2 geschlossen. Beim Öffnen von S] ändert UL die Polarität und hält i2 aufrecht. Die primäre Teilspannung Up überschreitet dabei Ud und schaltet die Freilaufdiode D 2 ein, wodurch auch i] weiter fließt.

R

Uuv

UR

V

i2

--

N,

2

.~

Up

i]

id -

L~

\ 8,

D,

( D~Ud ,7822

,17 f-

-----. L

UL

U

N2

..

~

D2

UR

V

h

--

N,

3 e~ L

D,

\ 8,

,17 f-

id

·

Der Strom i] ist vom Schalter S] auf die Freilaufdiode D2 kommutiert

• der Energießuss ist umgekehrt. • S2 ist noch stromlos.

i]

R

UUV

Der Laststrom i2 zeigt mit der Lastzeitkonstunten LlR einen exponentiellen Verlauf.

~

Up

( D~Ud

·

i] ~

Unter dem Einfluss von Ud ändert seine Richtung. Nach dem Stromnulldurchgang von i] blockiert D2 und der Strom i] wird von Ud über S2 weitergetrieben (uuv> 0, i2> 0). Der Strom i] ist von der Freilaufdiode D 2 auf den Schalter S2 kommutiert.

82 L ~ D2

~l

AbbUduog 12-2 Schaltermodell des I-phasigen Wechselrichters mit ohmseh-induktiver Last

207

12.1 Wechselrichter mit eingeprägter Spannung (UWR)

Die Ausgangsspannung UUv ist näherungsweise rechteckf"önnig. Die Amplitude ist von der Gleichspannung Ud und dem Übersetzungsverhältnis des Transformators abhängig. Auf der Primärseite fließt i l über unterschiedliche Pfade, die in Abb. 12-2 dargestellt sind.

12.1.2

Ausf'lihrungsbeispiel mit Thyristorschalter

Werden die Schalter in Abb. 12-2 durch Thyristoren realisiert, so erhält man zunächst die Schaltung nach Abb. 12-3. Hierin ist auch der Kondensator CK zur Bereitstellung der erforderlichen Kommutierungsspannung fiir die Thyristoren TI und T2 dargestellt uuv

"UV

ULA::JV

UL ... jV

I Ud

1:~

Du

""

01

0,

CK

T, ,

'~T1

Cd

~

f'>

udl

~01

r-T1

.~~

~ T,

0,1

r- D, ~

Cd

LK

I Grundschaltung

Verbesserte Schaltung

Der Kondensator CK ist auf 2Ud aufgeladen.

Die Dioden DI\ und D22 verhindern eine ungewollte Kondensatorentladung, die induktivität L K verhindert den Einfluss von D\ und D2 auf die Thyristor-Kommutierungen.

Abblldung 12-3 Selbstgeführter Thyristorwechselrichter

Um zu vermeiden, dass sich der Kondensator CK im Löschaugenblick über die Freilaufdioden D\ bzw. D2 über einen Kreisstrom iKrcis entladen kann, ist eine Kommutierungsdrossel L K erforderlich. L K wirkt auch auf die Stromübergabe zwischen Thyristor und Freilaufdiode, die dadurch verzögert wird. Die Dioden D ll und D 2\ sollen ein vorzeitiges Entladen von CK verhindern. Die Wirkungsweise soll ausgehend von Abb. 124 betrachtet werden (T2 leitet). Abblldung 12-4

CD --+

~

,

1:~.

l-phasiger Wechselrichter mit AC-seitigem Mittelpunkt und Kommutierungseinrichtungen

u~v -

1Du

01

',,-Tl

"CK

",

UCK

Cd

LK

Ausgangssituation: 021

T2

0, ~ L

T21eitet, uCK ~2Ud>

UUV>O.

208

12 Se1bstgefiihrte Stromrichter

In Abb. 12-5 wird TI gezündet. CK löscht T2. Der Strom ist von der InduktivitätL der Lastseite eingeprägt und fließt daher weiter über TI und CK. Dabei wird CK umgeladen. Es fließt zusätzlich ein Kreisstrom iKreis über D2-D2rCK-TI> welcher sich zum Laststrom in CrTrLK überlagert. Abblldung 12-5

-

,

--

~

1"

1::.

~

DILl"

f=

J

UCK_ •.......................... ( iLOsCH \,

Tl \',. _______________

Cd

Tbyristorkommutierung mit anschließender Umladung von CK • Der Löschstrom fließt nur fiir kurze Zeit und ändert die Kondensatorspannung UCK praktisch nicht.

+ ___./

,

F--T2 I"

•

UCK

baut über D2 den Kreisstrom iKrcis

auf. Ao der Primärwicklung des

LK

Transformators wirkt die Spannung up.

iKnn.

Up~

Ud+UCX:

Ist CK soweit umgeladen (Nulldurchgang von ueid, dass sich der Kreisstrom durch D 2 umkehren will, so verlöschen D2 und D21. Der Strom wechselt aufDI> wodurch die Durchflutung des Transformators auf die andere Wicklungshälfte wechselt (Abb. 12-6). Der Gleichstrom id wechselt dadurch seine Richtung, und es wird Energie zur Gleichstromquelle übertragen (Rückspeisung). Abblldung

12~

Rückspeisemodus, UUV < 0, iu > 0

-[7

1::

Cd

DI

" cK ,"

~TI

"CK

Die Last speist Energie in die

,[7

Gleichspannungsquelle zurück.

'~

Der Kreisstrom iKreis baut sich in der Praxis langsam über ohmsehe Verluste und Durchlassspanoungen ao den Ventilen ab.

T2

iKreis

LI'

.

LK

Dieser Zustand dauert solange, bis der (induktive) Verbraucherstrom unter dem Einfluss der Spannung UUv seine Richtung ändert. Dann ändert sich die Durchflutungsrichtung des Transformators, die Freilaufdiode D I sperrt, und TI führt den Strom allein (Abb. 12-7). Bei der Stromübergabe an den Ventilen DI und TI wirkt sich die Induktivität L K nachteilig (d. h. verzögernd) aus. Deshalb wird L K in der Praxis mit einer Mittelanzapfung als Saugdrossel ausgeführt. Der Kreisstrom sollte vollständig abgebaut werden.

209

12.1 Wechselrichter mit eingeprägter Spannung (UWR)

Abblldung 12-7

Ende der Kommutierung @)

Der Laststrom iu hat seine Richtung umge-

--

kehrt, womit die Kommutierung abgeschlossen ist. Es gilt: uuv < 0, iu < O.

s~ 11 CK

L~

1:~

Dl

,

~Jl

," UCK

T2S

Der Kuodensator CK ist mit der dargestellten Polarität löschbereit für die Ablösuugvon Tl durch T2' (UCK~2 Ud!

K0,L~

Cd LK

Die vollständige Periode der Ausgangsspannung UUv und des Stromes i u zeigt Abb. 12-18. Die Spannung Uuv ist idealisiert rechteckf"6rmig dargestellt. Der Einfluss der Kondensatorspannung uCK in Abb. 12-5 ist somit vernachlässigt. Der Verlauf von i u entspricht daher einer Exponentialfunktion mit der Zeitkonstanten TL. Die Höhe des Effektivwertes der Ausgangsspannung (Uuv) kann über die Eingangsspannung Ud und das Übersetzungsverhältnis des Transformators eingestellt werden. Die stets vorhandene Streuinduktivität des Transformators sollte so klein wie möglich sein, da sie zu einer Vergrößerung der Zeitkonstanten TL führt.

N2

+U·- d N I

R.ückspeisung

Uuv

Or-~~---------+~~------~~~--~

t

(j)

!al!

I. ;'4 ~,"

@)

~ Abblldung 12-8 Ausgaogswechselspannuog (idealisiert) uuv uod Ausgaogsstrom iu (Die Zahlenaogaben beziehen sich auf die entsprechend gekennzeichoeten Schaltbilder.)

210

12 Se1bstgefiihrte Stromrichter

12.1.3

3-phasige Brückenschaltungen

Als Beispiel für eine Brückenschaltung wird eine 3-phasige Wechselrichterschaltung vorgestellt. Den prinzipiellen Aufbau der 3-phasigen Wechselrichterschaltung mit Einspeisestromrichter (ESR) und Zwischenkreiskondensator (UZK) zeigt Abb. 12-9. Die Phasenspannung Uv und die Leiterspannung Uuv wird mit den Schaltfunktionen SU. SV und Sw nach Gl. (12-1) bzw. (12-2) hergeleitet. Näheres dazu siehe Kap. 13.1.7.1. In Tab. 12.1 sind die Schaltzustände des Wechselrichters mit den entsprechenden Spannungen uu und uuv aufgelistet. -----------------------------------------"1

r-

l '[ l '[ l

,-----------------~

--

Phasenspannung

'[

~~ jUd!

-"

\.J "2

Cd

2

o

';;;

Cd

0-

N'--"

,--------------------------------------

Sv

+1

i

+1

-I

!

Sv

-I

2'[ 2'[ 2'[

~ UUV

.

'v

-I ,,;' +1

:

UU

iv

K

iw Sw

~

Mittelpunkt-

spannung

1- "Wo

ESR

Wechselrichter

UZK

Abbildung 12-9 Schaltermodell des 3-phasigen V-Wechselrichters (UWR) mit symmetrischer Last Tabelle 12.1 Schalterstellungen und Spanoungen (uuv. uuo. uv) des UWR Cl!

Su

Sv

Sw

Grad

"UV

"UD

Uu

Ud

Ui 2

Ui 3

1

0-60

+1

-1

+1

1

1

1

2

60-120

+1

-1

-1

1

1

2

3

120-180

+1

+1

-1

0

1

1

4

180-240

-1

+1

-1

-1

-1

-1

5

240-300

-1

+1

+1

-1

-1

-2

6

300-360

-1

-1

+1

0

-1

-1

u

W

=

(s

U

Ud - s ).V

2

Sw Ud -).2 3

(12-1)

(12-2)

12.1 Wechselrichter mit eingeprägter Spannung (UWR)

211

In Abb. 12-10 sind die Zeitverläufe der Ausgangsspannung des UWR dargestellt. Für die Phasenspannungen wurde ein symmetrischer Verbraucher angenommen. Die Kennwerte der Spannungskurvenform sind in Tab. 12.2 angegeben. Die Betriebsart des Wechselrichters wird wegen der blockförmigen Spannung als Grundfrequenz- oder Blocktaktung bezeichne!.

U

T3

rot Abbildung 12-22 Spannungs- und Slromverläufe für die Kommutierung voo TI --> T3

222

12 Selbstgeführte Stromrichter

Der Spitzenwert uD! liegt nach GI. 12-7 erheblich über der Kondensatorspannung. Die Bemessung der Löschkondensatoren muss deshalb hinsichtlich der Spannungsbeanspruchung der Ventile erfolgen und fiihrt gegenüber vergleichbaren U-Wechselrichtem mit Spannungszwischenkreis zu mehrfach größeren Kapazitätswerten.

>

Bei bekannter Schaltungsdimensionierung kann durch Messung von Uco• Uo bzw. duc und Id mit GI. (12-6) auf die Motor-Streuinduktivität La geschlossen werden.

Die erreichbare Schonzeit tc für die Thyristoren berechnet sich nach Abb. 12-22 und Abb. 12-23 mit GI. (12-8). (12-8) Durch die Kapazitätsbemessung nach der Spannungsbelastung der Ventile ergeben sich für die Schonzeit tc relativ große Werte. Wegen der dadurch geringen Anforderungen an die Freiwerdezeit können somit auch normale Netzthyristoren eingesetzt werden. UTi

• Uo

t Uo

AbbUdung 12-23

e

Verlauf der Ventilspannung

~H?-!e e e ges

=

zur Berechnung von tc nach GI. (12-8) Während der Umladung ist UTl = uc.

le 2

Da jede Kommutierung über zwei Stränge des Lastkreises verläuft, gehen die Daten der Last in die Schaltungsbemessung ein. Daraus folgt, dass die Schaltung nicht für veränderliehe Belastungsimpedanzen geeignet ist. Sie wird einem Lastkreis fest zugeordnet. Ausgeführte 1-Wechselrichter erreichen Ausgangsfrequenzen bis 150 Hz. Der Laststrom hat durch die harmonischen Kommutierungsvorgänge cosinusförmige Flanken. Für die Kondensatorumladung ist ein Mindeststrom erforderlich. Die Schaltung ist daher nicht leerlauffest. An den Maschinenklernmen treten durch die Kommutierung Überspannungen auf. Bedingt durch die Grundfrequenztaktung des Wechselrichters entstehen - verglichen mit einem Pulswechselrichter - nur geringe Schaltverluste. Vergleicht man den Schaltungsaufbau des Wechselrichters für eingeprägten Strom nach Abb. 12-21 mit dem Wechselrichter für eingeprägte Spannung nach Abb. 12-16. so zeigen sich folgende Unterschiede: •

Der 1WR benötigt keine Freilaufdioden. Der 1WR benötigt keine zusätzlichen Induktivitäten.

223

13 Die Wirkungsweise selbstgeführter UWR Wegen der Bedeutung des Wechselrichters mit eingeprägter Spannung (UWR) wird im Weiteren die Wirkungsweise des UWR vertiefend behandelt. Wir unterscheiden in Abb. 13-1 Wechselrichter in Zwei- und Dreipunkttechnik sowie Multi-level-Wechselrichter. Schaltermodell

Zweipunkt-WR (2-1evel-inverter)

Ud

"uo

r

Ud 2

r-

--t

I-

2

~

Su U

Ud

2

~

juuo 0

Dreipunkt-WR (3-1evel-inverter)

Ud 2

UUo

--t

Ud 2 0

Multi-level-inverter (4-1evel-inverter) uuo

Die Spannung "uo kann bei dem hier dargestellten Brückenzweig eines 4-level-inverters vier Werte annehmen. Die Spannungsstufung kann durch weitere Kondensatoren noch feiner eingestellt werden. Abbildung 13-1 Arten von Wechselrichtern mit eingeprägter Spannung (UWR)

J. Specovius, Grundkurs Leistungselektronik, DOI 10.1007/978-3-8348-8270-7_13, © Vieweg+Teubner Verlag | Springer Fachmedien Wiesbaden GmbH 2011

L...-_-o

224

13 Die Wirkungsweise selbstgefiihrter UWR

13.1

Schaltungen in Zweipunkttechnik (2-level-inverter)

Zur Beschreibung der Betriebsweise eines Stromrichters in Zweipunkttechnik wird die Mittelpunktschaltung nach Abb. 13-2 als Universalschalter betrachtet. Die Last liegt zwischen den Mittelpunkten des Briickenzweiges U und des Zwischenkreises 0 (Bezugspotenzial). Die Zwischenkreisspannung Ud und der Ausgangsstrom iu seien fiir den betrachteten Zeitraum konstante Größen, symbolisiert durch eingangsseitiges C und ausgangsseitiges L.

~d 1

c+

id+

I·················1

~d 1

, .................... !

0

Su_ )

1.

Der Strom fließt unabhängig von seinem Vorzeichen im oberen Schaltelement Su+ und die Ausgangsspannung "Do beträgt Ud /2.

2.

Der Strom iu fließt unabhängig von seinem Vorzeichen im unteren Schaltelement S Aund die Ausgangsspannung "Do beträgt -U,y2.

3.

Dieser Zustand würde den Zwischenkreis korzschließen (verboten).

4.

Der Strom iu fließt je nach Vorzeichen im oberen oder im unteren Schaltelernent. Die Polarität der Spannung uuo ist demzufolge abhängig von der Stromrichtung. Dieser Zustand tritt im Betrieb nur während der Verriegelungszeit der Transistoren auf.

13.1 Schaltungen in Zweipunkttechnik (2-level-inverter)

13.1.1

225

Schaltfunktionen

Ordnet man den Schalterstellungen I (offen) und 2 (geschlossen) eine Schaltfunktion 3U gemäß Tab. 13.1 zu, dann lassen sich die Schaltzustände I und 2 mit Hilfe der Schaltfunktionen su+ und su- und GI. (13-1) nach Tab. 13.2 darstellen. Das + f - Zeichen kennzeichnet den oberen und unteren Schalter des Brückenzweiges. Tabelle 13.1 Schaltfunktion

-

Symbol 1

2

~

SteUung

NU

offen

0

geschlossen

I

(13-1) Tabelle 13.2 Schaltfunktionen und Ausgang.größen der Ersatzschaltung

z

su+

NU_

1

1

0

2

0

I

uUD

id+

i _ d

Ud 2

iU

0

Ud 2

0

iu

-

Die Ausgangsspannung uuo verläuft sprungförmig und ist eine Funktion der Schalterstellung und der Zwischenkreisspannung Ud' Der hier als konstant angenommene Phasenstrom iu wird je nach Stellung der Schalter auf einen der Leiter des Zwischenkreises geschaltet. Der Verlauf der Zwischenkreisströme weist daher ebenfalls Sprünge auf - die eingangsseiligen Kondensatoren müssen daher zur Vermeidung von Überspannungen induktivitätsfrei mit den Transistoren verbunden sein. Ein Brückenzweig nach Abb. 13-2 hat im Betrieb 2 Schaltzustände und kann somit durch einen Umschalter Su nach Abb. 13-3 ersetzt werden. Seine Schalterstellung wird durch eine Schaltfunktion Nu beschrieben, die sich aus der Differenz von su+ und SUnach GI. (13-2) berechnet. Su kann in diesem Fall die Werte +1 und -1 annehmen. (13-2) Tabelle 13.3 Schaltfunktion su eines Briickenzweiges

SchaitersteUung

SchaitersteUung -I

I 11

Die Ausgangsspannung UUD und die Zwischenkreisströme berechnen sich zu:

.

1+ Su .

'd+ = -2-"U

.

1-.U.

'd- = -2-"U

(13-3)

226

13 Die Wirkungsweise selbstgefiihrter UWR

Die hier am Beispiel der Mittelpunktschaltung entwickelte Ersatzschaltung nach Abb. 13-3 für einen Bruckenzweig mit den entsprechenden Gleichungen GI. (13-3) bildet die Grundlage für alle systembezogenen Betrachtungen +1 spannungsgespeister Stromrichter. Unter der Annahme, dass der Ausgangsstrom iu keinen Su Einfluss auf die Zwischenkreisspannung Ud hat, kann der ideal schaltende Stromrichter -I mittels Schaltfunktionen exakt beschrieben werden. In Abb. 13-4 ist die Ausgangsspannung der Mittelpunktschaltung für eine perl"DO odische Umschaltung (Pulsbetrieb) mit der Schaltperiode Ts dargestellt. Im Pulsbetrieb ie!kann der Mittelwert der Ausgangsspannung UUO durch Veränderung des Verhältnisses '--_ _ _ _ 0 TE/Ts beliebig eingestellt werden (TE: siehe Abb. 13-4). Die Mittelwertbildung für uUO erAbbildung 13-3 Bruckenzweig mit Umschalter folgt über eine Periode der Taktfrequenz Ts und wird als Kurzzeit-Mittelwert bezeichnet. Bei einer zeitveränderlichen Schaltfunktion SU kann der Kurzzeit-Mittelwert zeitveränderlich gesteuert werden (gleiteoder Mittelwert) und man erhält z. B. den in Abb.13-4 dargestellten Verlauf für "uo. Bei Blocktsktung arbeitet der Umschalter mit der Grundfrequenz der Ausgangsspannung, so dass Ts = l/f] ist. Das Verhältnis TE/Ts ist konstant 0,5, und es besteht keine Möglichkeit, außer der Frequenz die Kurvenform oder Amplitude der Ausgangsspannung zu beeinflussen.

13.1.2

Kurzzeit-Mittelwert

Die Ausgangsspannung "uo des Bruckenzweiges nach Abb. 13-3 kann nur 2 Werte annehmen. Ein vorgegebener zeitveränderlicher Sollwert uuo Soll kann daher nur über den Mittelwert der Ausgangsspannung "DO abgebildet werden. Weg";" der geschalteteo Charakteristik erfolgt die Mittelwertbildung jeweils über eine Taktperiode Ts, wobei während Ts u uo Soll = "uo angenommen wird (Kurzzeit-Mittelwert, GI. (13-4) ). "uo folgt dem in Abb. i3-4 dargestellteo treppenIormigen Spannungsverlauf. Die Abweichungen von der Sollwertkurve sind in Abb. 13-4 grau dargestellt und heben sich innerhalb einer Taktperiode auf.

(13-4) Durch Auflösung von GI.(13-4) nach der für "uo erforderlichen relativen Einschaltzeit (Tastgrad D) Tp/Ts erhält man GI. (13-5). Bedingt durch die Mindestschaltzeiteo der Bauelemente ist der praktisch erreichbare Steuerbereich von TE/Ts jedoch eingeschränkt. Ud

_

Ud

für·. - -2 < " uo
V10

Te~~

/ V12

L

.....

/ V11

V4

I

~

Dreipunktschaltung, Prinzip.

0 ..

"Do

~dl

L

-'

\ Vd2

\ V41

2"

011

2" 0,2 c

L -' 0d2

c

041

"Uo

L -'

Die vereinfachend dargestellten Schalter haben praktisch eine Ventilwirkung und müssen für Blindströme durch geeignete Dioden ergänzt werden. Dadurch entsteht das Schaltbild b).

Abblldung 13-22 Herleitung der Dreipunktschaltung mit Ventilreihenschaltung

244

13 Die Wirkungsweise selbstgefiihrter UWR

Schaltzustände: Spannung Uuo durch Phasenverschiebung bestimmt

Spannung UUo durch SchaltersteIlung bestimmt

011

7V11

.~~: .010 V,2

--

0,2 •

+--t-'''-

uuo

I

2

3

uuo UUo

4

5

6

Die Schalter V 11, V 12 sowie V 41 und V 42 symbolisieren jeweils ein Halbleiterventil und lassen daher nur eine Stromrichtung (hier von oben nach unten gerichtet) zu. Die Spannungsbelastung der Ventile ist durch die Spannung eines Eingangskondensators festgelegt Tritt zwischen den Ausgangsgrößen u und i eine induktive Phasenverschiebung auf, so sind daher parallel zu den Schaltern Freilaufdioden vorzusehen. In Schaltung 3 und 6 sind für beide Stromrichtungen Freilaufdioden vorgesehen (vollständige Schaltung nach Abb. 13-21). }>

UUo = 0 bei SchaltersteIlung 2 kann bei einer durch die induktive Phasenverschiebung vorgegebenen Stromrichtung (3) nur durch SchaltersteIlung 5 erreicht werden!

13.2 Schaltungen in Dreipunkttechnik (3-level-inverter)

13.2.1

245

I-phasige Brückenschaltung

Mit 2 Brückenzweigen kann die Brückenschaltung nach Abb. 13-23 aufgebaut werden. Abhängig von den Schaltfunktionen su und Sv treten insgesamt 9 verschiedene Schaltzustände auf. Diese sind mit den entsprechenden Ausgangsspannungen in Tab. 13.8 aufgelistet.

~d

,

+1

C+

0

,

iu

Su -1

idO

~d

Tabelle 13.8 Schaltzustände der Brückenschaltung

id+

U

+1

0

Sv

Iv

luuv V

-1

C_ ie!-

Ahhildung 13-23 Ersatzschaltbild der I-phasigen Brückenschaltung in Dreipunkttechnik

Die Ausgangsspannung Uuv berechnet sich durch GI. (13-39), den entaprechenden Zeitverlauf zeigt Abb. 13-24. Die Zwischenkreisströme id+, id- und idO berechnen sich mit GI. (13-40).

Uuv

su

SV

1

1

1

0

2

1

0

112

3

1

-I

1

4

0

1

-112

5

0

0

0

6

0

-]

]/2

7

-]

]

-]

8

-]

0

-112

9

-1

-I

0

Ud

(13-39)

Su + 1 Sv + 1 (sU-2- - sV-2-)'iu s -1 u

s-1 v) .

(13-40)

(sU-2- - sV-2- 'I U Abbildung 13-24 Ausgangsspannung "uv

246

13 Die Wirkungsweise selbstgefiihrter UWR

13.2.2

3-phasige Brückenschaltung

Mit 3 Brückenzweigen erhält man die 3-phasige Brückenschaltung nach Abb. 13-25. Diese Schaltung erlaubt 27 unterschiedliche Schaltzustände. Bei einigen Schaltzuständen erhält man jednch dieselbe Ausgangsspannung, so dass für den Verlauf der Ausgangsspannung Uuv in Abb.13-26 insgesamt 14 Schaltzustände ausreichen.

-

2

-

~

C+

+1

0' ,---

Su

idO

-1

iu +1

0

Sv

~d ~ =;:C_

U

"'-1

iv

V +1

iw

0

Sw

W

-1

UUo

id-

Uy

-----.

+---

""0

o

K

Abbildung 13-25 Ersatzschaltbild der 3-phasigen Dreistufenschaltung

Die Ausgangsgrüßen berechnen sich analog zu GI. (13-12) bis GI. (13-25): (13-41)

(13-42) Su + 1 .

i d+ = sU-2-"u

Sy + 1 . Sw + 1 . + sY-2-"y + Sw --2-"y

(13-43) (13-44)

In Abb. 13-26 sind als Beispiel die Schaltfunktionen und die Leiterspannung Uuv mit der Phasenspannung Uu dargestellt. Der Vergleich mit den entsprechenden Größen der Zweipunktschaltung in Abb. 13-15 zeigt die zusätzlichen Schaltstufen. Durch diese zusätzlichen Schaltstufen kann die Spannungskurvenform mit der Dreipunktschaltung feiner eingestellt werden. Dieser Vorteil ist jedoch mit einem erhöhten Aufwand verbunden. Wegen des vergleichsweise hohen Aufwandes wird die Dreipunkttechnik überwiegend in Schaltungen für höchste Leistun gen (bis ca. 30 MW) eingesetzt. In diesen Schaltungen kann mit einer Zwischenkreisspannung Ud gearbeitet werden, die dem zweifachen Wer! der Zweipunktschaltung entspricht.

13.2 Schaltungen in Dreipunkttechnik (3-level-inverter) 14

i

9

2 10 3 11 i 4 12 5 13: 6

247

14 1

9

Zustand

~l~.-+~-.~-r-T-+~--.r,-+~--r-+-+-~-T-+------L--w~~~t

~1"

" w t

SV;

~1~~-+-+~~~+-~~~~~-r-------.·

!-_______ w t

-1

...., ÜUVI

.....

./

:'

".

/

au,1 ... w t

_._. __._.-'-------'

AbbUduug 13-26 Schaltfunktiouen und Ausgangsspannungen der Dreiponktschaltung

Ein Vorteil der Dreipunkttechnik ist die im Vergleich zur Zweipunkttechnik bei gleicher Zwischenkreisspannung halbierte Spannungssteilheit. Diese Eigenschaft führt auch zu einem verbesserten elektromagnetischen Verhalten. Folgende Tabelle zeigt den Aufwand sowie die Spannungsbelastung der Ventile für eine vergleichbare Zwei- und Dreipunktschaltung:

Zweipunktschaltung

Dreipunktschaltung

Dioden

6

18

Transistoren

6

12

Kondensatoren

I bzw. 2

2

Spannungsbelastung

100%

50%

Über die Schaltfunktionen kann bei der Blocktaktung nach Abb. 13-26 die Ausgangsspannung gesteuert werden. Abb. 13-27 zeigt den Einfluss des Steuerwinkels ß auf uuv.

248

13 Die Wirkungsweise selbstgefiihrter UWR

p=

0

rot

Uuv

-6:i

ß

_TT

j"

'--+-----.

Ud 2 rot

rot

TT

ß=-

2

i·

ß=2TT

3

rot Abbildung 13-27 Leiterspannung "uv bei unterschiedlichen Steuerwinkeln

13.3 Multi-level-Schaltungen

13.3

249

Multi-level-Schaltungen

Zusätzliche Spannungsebenen lassen sich durch die Kombination von Teilspannungen erzielen. Die Teilspannungen werden durch kapazitive Spannungsteiler bereitgestellt und sind von der Einschaltdauer der Ventile bestimmt. Den Aufbau eines Phasenbausteins in Multi-IevelTechnologie zeigt Abb. 13-28. Für den Anwender ergeben sich folgende Vorteile: Die Spannungskurvenform kann feiner an die Sinusform angenähert werden, wodurch ein eventueller Filteraufwand verringert wird. Die Leistung des Wechselrichters wird erhöht, ohne die Ventilspannung zu vergrößern. Die Spannungssteilheit ist durch die stufenweise Spannungsumschaltung reduziert. Abbildung 13-18

c

Typischer Aufbau eines Brückenzweiges in Multi-level-Technologie

Sm+

Die Kondeosatoreo sind unterschiedlich aufgeladen. Die Kondeosatorspannungeo werden im Betrieb aktiv durch die Schaltmuster aufrechterhalteo.

D

~~~------------------~-----o

Die 6 Schalter einer Phase lassen sich so konfigurieren, das sich am Ausgang vier unterschiedliche Spannungen einstellen lassen. Die möglichen Schalterstellungen zeigt Abb. 13-29 mit den Schaltzustiinden 1-6. Tabelle 13.9 Schaltzustände und Spannungeo eines Multi-Ievel-Brückenzweigs 2

I

uuo=

Ud

U·d 3

Abb.13-29/--+

I

2

3

4

5

6

SI+

I

0

0

I

0

0

S2+

I

I

0

0

I

0

S3+

I

I

I

0

0

0

SI-

0

I

I

0

I

I

S2-

0

0

I

I

0

I

S3-

0

0

0

I

I

I

0

U·d 3

250

13 Die Wirkungsweise selbstgefiihrter UWR

2

I

3

7 SU3+ 7 Sill+

---l

---l

7 SU1+

udl:

c, :

~

C2

t jV

Sm+

'/ SU1+

Ud

C,

I: C,

SUl-

Clf" C,

C,

UUo ~ Ud -

4

C,

C2

Cl

Su2+

Ud

Sm0

UUo~ Ud-"C2~

SUl-

7 Sm-

C,

Ud

Su,- V

C, : C,

ri:

;: ........ U C, SUI_

'---I

Suz-

uu.

, SU3-

Sm-

uu.

0

0

"VO ~ "C2 - "Cl ~

"".

Su>-

Su30

"uo ~ "c2 ~ 113 Ud

113 Ud

Su3+

~~ ~8: ~ C,

"".

Sm_

6

sm+

C,

---I

C,

SUI-

2/3 Ud

Su3+

7 SUl+

I:

UCI ~

Sill+

~V

SUI+

"---1

5

UCI~

sm+

0

Ud

---I

SU3+

r_ ...... u

C2

( Sill0

:

~l

~-C,

Sm_ uu.

SU3-

Ud

Ud

SUl_

Sill_

Uvo~

ri

Sill+

113 Ud

UUo~O

Abbildung 13-29 Schaltzustände des Multi-level-Inverters

Die Zustände nach 3, 4, 5 liefern alle die gleiche Ausgangsspannung. Die Kondensatoren q und C2 sind hierbei aber abwechselnd in unterschiedlicher Funktion (laden, entladen, offen), so dass sich diese Schaltzustände zum Ausgleichen (symmetrieren) der Kondensatorspannungen ausnu1zen lassen.

251

14 Drehstromgrößen in Raumzeigerdarstellung Als ,,Raumzeiger" wird eine Darstellungsform bezeichnet, die speziell fiir Berechnungen in 3und 4-Leitersystemen geeignet ist. Die Raumzeigerdarstellung, anfangs nur fiir die Magnetfeldbeschreibung von Drehfeldmascbinen entwickelt, wird wegen der erheblichen Vereinfachung und Anschaulichkeit auch fiir die Beschreibung von Strömen und Spannungen in Mehrphasensysternen eingesetzt [5, 6]. Sie sind nicht zu verwechseln mit den (Zeit-) Zeigern der Wechselstromtechnik. ~

Der Raumzeiger stellt die Größen eines mehrphasigen symmetrischen Systems durch eine Komplexe Zahl mit den Koordinaten a-j3 dar.

14.1

Raumzeigertransformation

Als Raumzeigertransformation bezeichnet man die Umwandlung dreier zeitabhängiger Spannungen oder Ströme beliebiger Kurvenform mit den räumlichen Koordinaten U,V,W in • •

eine komplexe Zahl, dem eigentlichen Raumzeiger mit den Koordinaten IX und ~, sowie ein Skalar, das so genannte Nullsystem.

Raumzeiger sind Scheitelwertzeiger. Sie haben die Komponenten u'" und u~. Das IX-~-Koordi­ natensystem ist räurulich so orientiert, dass die positive Richtung der Phasenspannung !!u mit der positiven Richtung der IX-Koordinate übereinstimmt (Abb. 14-2). Der Raumzeiger !I. soll aus praktischen Gründen die gleiche Länge wie die Phasengrößen im UVW-System aufweisen, so dass im IX-~-System ein Normierungsfaktor von (2/3) zu berücksichtigen ist. Die Transformationsgleichungen sind in GI. (14-1) auf Basis des Drehoperators !! mathematisch definiert.

Drehoperstor : (14-1)

Raumzeiger : Nullgröße

GI. (14-2) beschreibt mit den Spannungen UU, Uy und Uw ein symmetrisches sinusförmiges Drehspannungssystem (die Phasenverschiebung ,,-2lli3" bedeutet, dass die Spannung Uy gegenüber Uu um 1200 nacheilend ist (uw eilt um 120 0 vor).

uu(t)

=

u·cos(rot)

uy(t) = u·cos(rot - ~rr) uw(t)

=

u.cos(rot+i rr)

I (e jrot = u'A

2

A

I

j(rot-t~)

2 I

j(rot+~~)

= u·-(e =

+ e -jrot)

u.-(e 2

3

+e +e

-j(rot+t~)

-j(rot-~~)

)

3)

J. Specovius, Grundkurs Leistungselektronik, DOI 10.1007/978-3-8348-8270-7_14, © Vieweg+Teubner Verlag | Springer Fachmedien Wiesbaden GmbH 2011

(14-2)

252

14 Drehstromgrößen in Raumzeigerdarstellung

Der Raumzeiger des symmetrischen sinusförmigen Dreiphasensystems nach Gl. (14-2) hat eine konstante Länge und beschreibt in der ",-ß-Ebene während einer Periode eine vollständige Drehung in mathematisch positiver Richtung, d. h. er ist linksdrehend (linksdrehend durch die hier gewählte Phasenfolge des Drehspannungssystems!). Er beschreibt gleichzeitig die Mittelpunkt- und Phasenspannungen, da in der Mittelpunktspannung UKO enthaltene Gleichkomponenten nicht in den Zeiger Y. eingehen. Abb. 14-1 zeigt den Verlauf dieses Drehspannungssystems als Liniendiagrauun und die entsprechende Zeigerdarstellung. Zeigerdiagrauun

Liniendiagrauun U

UU

o I-I--ir-----j'----\--f---T-

Abblldnng 14-1 SinusfOnnige Speisung, Drehspannnngssystem nach GI. (14-3)

In Abb. 14-1 ist die Zeigerlänge durch den Normierungsfaktor 2/3 an die Amplitude der Phasenspannung des Drehspannungssystems angepasst. Zusätzlich ist fiir zwei Winkel (0° und 90°) die Zusammensetzung des Zeigers y. angedeutet. Die Beträge der Komponenten sind dem Liniendiagrauun (rechts im Bild) entnommen.

3-phasige Wicklnngsanordnung und UVW-Koordinatensystem: In Abb. 14-2 ist die Anordnung der drei Statnrwicklungen einer Drehstrommaschine und das dazugehörige UVW-Koordinatensystem dargestellt. W

u

V

-

u V

3-phasige Wicklung Ahblldnng 14-Z 3-Phasensystem

W 3-phasiges Koordinatensystem

14.1 Raumzeigertransfonnation

253

2-phasige Wicklungsanordnung und a-p-Koordinatensystem: Das 2-phasige Ol-ß-Koordinatensystem in Abb. 14-3 ist räumlich stillstehend und bezieht sich auf den Stator der betrachteten Drehfeldmaschine, wobei die positive Richtong der aKoordinate mit der Richtong von Strang U bzw. mit der Phasenspannung Uu übereinstimmt.

a 2-phasige Wicklung

2-phasiges Koordinatensystem

Abbildung 14-3 2-Phasensystem Die Komponenten ua und uß werden aus den Phasenspannungen uU,Y,W nach GI. (14-3) ermittelt (die positiven Richtongen der U- und a-Achsen stimmen überein!). Zunächst werden die U-V -W Komponenten des Zeigers im a -fl-Koordiantensystem beschrieben:

a U

Ua

=

I . "u

1

- 2" .u y

-

1

(14-3)

2" . Uw

u.=O·u +.!.v'3,u y _.!.v'3,u " U 2 2 w Die Normierung von GI. (14-3) (d. h. Multiplikation mit 2/3) liefert GI. (14-4): Ua

up

=

2

3" . Uu - 3"1 . u y ,fj

= 0 . Uu + ""3 .u y

3"1 . Uw

-

-

(14-4)

,fj

""3 . Uw

Umformung der Darstellung in Matrixform:

11

=

ua up

=

2 3 0

-1 3 1

,fj

-1 3 -1

uy

,fj

U

Uu

(14-5)

w

Vereinfachung durch Ausnutzung der Symmetriebedingung: Für

~u =

0 =

U

u

+

uy

+ Uw

folgt

U

w

= -uu -

uy

254

14 Drehstromgrößen in Raumzeigerdarstellung

Mit dieser Symmetriebedingung lässt sich GI. (14-5) vereinfachen:

u

= "" =

1 0 IL 2 lU ../3../3 "v

=

lulei '" mit

lul = ~ u~

+u~

(14-6)

In der Praxis wird der Raumzeiger oft aus den leichter zugänglichen Leiterspannungen "uv, Uvw und"wu gebildet. Dazu legt man die VW-Achse in die ß-Achse des 2-phasigen Systems, so dass man folgende Beschreibung des Spannungszeigers !!. erhält:

ß VW

"" u

"~

=

../3 2 -1 2

"" "ß

0 I

-../3 2 -1 2

"uv "vw

(14-7)

"wu

~ Aufgrund der Symmetriebedingungen kann GI (14-7) wieder durch 2 Leiterspannungen ausgedrückt werden. Wählt man wieder die Normierung auf die Phasenspannungen (Multiplikation mit 2/3), so erhält man schließlich GI. (14-8).

u

= "" = "ß

2 ../3

o

1 ../3 1

Uuv Uvw

(14-8)

Um eine Normierung auf den Scheitelwert der Leiterspannungen zu erreichen, muss die Normierung mit dem Faktor 2/(3../3) erfolgen. Man erhält schließlich GI. (14-9).

!!.

"a "ß

2 3

0

1 3 1

/3

"uv "vw

(14-9)

Die hier am Beispiel eines symmetrischen sinusförmigen Drehstromsystems gewonnenen Gleichungen lassen sich - wie eingangs erwälmt - auch auf andere Kurveuformen anwenden. Bei Stromrichterspeisung ist die Leiterspannung durch Schsltvorgänge bestimmt, d. h. sie kann nur bestimmte (diskrete) Werte annehmen. Der Raumzeiger der Spannungen wird daher keinen Kreis beschreiben, sondern jeweils nur einen Punkt in der af}-Ebene abbilden. So hat ein 2Punkt-UWR 8 Schaltzustiinde, so dass max. 8 Punkte dargestellt werden können. Im Falle des 2-Punkt-UWR liegen im Nullpunkt die Punkte 7 und 8 übereinander, d. h. sie sind redundant (Ein Raumzeiger der Länge Null wird als NuUzeiger bezeichnet!). Es sind also nur 7 Punkte sichtbar. Der 3-Punkt-UWR zeigt bei 27 Schaltzustiinden 19 verschiedene Spannungsraumzeiger. Auch hier treten bei bestimmten Schaltzustiinden ,,redundante" Spannungszeiger auf, so dass nur 19 Punkte sichtbar sind.

14.2 Stromrichterspeisung

14.2

255

Stromrichterspeisung

Der zeitliche Bewegungsablauf des Zeigers !! bei Stromrichterspeisung unterscheidet sich nach der Art des Wechselrichters und des Steuerverfabrens. Der Spannungszeiger dreht sich nur bei einer Änderung des Schaltzustandes in eine neue Winkelposition.

uuv

r······· .... ······· .... ·········!

Uu

t

i................................i Abbildung 14-4 Stromrichter in 2-Punkt-Technik und Grundfrequenztaktung

Bei Z Schaltzustiinden resultieren beim 3-phasigen 2-Punkt-Wechselrichter Z = 2'= 8 diskrete Raumzeiger. Der Raumzeiger beschreibt in Abb. 14-4 ein Sechseck mit dem Radius 2/3 Ud. Die Nullzeiger!!.7 und !!.g treten bei der Grundfrequenztaktung (s. Abb. 13-15) nicht auf. 4

d

11

3

Abbildung 14-5 Stromrichterspeisung in 3Punkt-Technik Der 3-Punkt-Wechselrichter

--

2 5

Cl

liefert mit Z

= 33 = 27

Schaltzuständen 19 unterschiedliche Spannungsraum-

zeiger. (Nullzeiger: Schaltzustände 7, 8 und27). Alle Schaltzustände des 2Punkt-Wechselrichters sind

hierin enthalten.

6

14

1

Der Spannungsraumzeiger des 3-Punkt-Wechselrichters beschreibt in Abb. 14-5 ein Sechseck wie der 2-Punkt-Wechselrichter, jedoch ändert sich bei einigen Schaltzustiinden auch die Zeigerlänge, so dass bei der Grundfrequenztaktung auch Punkte innerhalb des äußeren Sechseckes erreicht werden können. Die innen liegenden Punkte können jeweils durch zwei verschiedene Schaltzustiinde eingestellt werden. Die angegebenen Ziffern beziehen sich auf die Schaltzustiinde nach Tab. 14.1.

256

14 Drehstromgrößen in Raumzeigerdarstellung

Tabelle 14.1 Schaltzustände des UWR

Nr.

SUSVSW

1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11

12 13

14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27

Spannung

Schaltfunktion

+1 +1 +1 -1 -1 1 +1 -1 +1 +1

1+1 -1 -1 +1 -1 +1 -1 +1 +1 1+1 +1 +1 -1 -1 -1 0 o -1 o +1 1 -1 +1 0 -1 o +1 o -1 +1 +1 o +1 +1 0 0 +1 +1 0 o +1 0 o +1 +1 0 0+1 0 1 0 o -1 -1 0 o -1 -1 o -1 -1 0 0 -1 -1 0 0 0 0

(2/3 ~ 0,667

1/,f3

UUo

"vo

Ud +112 +112 +112 -112 -112 112 +112 -112 +1/2 +1/2 0 -1/2 -1/2 0 1/2 1/2 1/2 0 0 0 0 0 0 -1/2 -1/2 -1/2 0

Ud

~

0,577

verkettet

uwo

Ud

112 -112

+1/2 -112

+112

-112 -112

+1/2 +1/2 112 +112 -112

-1/2 0 1/2 1/2 0 -1/2

0 0 1/2 1/2 1/2 0 1/2 -1/2 0 0 0 -1/2 0 112 ~ 0,5

1-1

L I -1

3-Punkt

2-Punkt

_o~

Zeiger

DC-Mittelpunkt

+1/2 +1/2 +112

Uuv Uvw Ud 1 1 0 -1 -1 0 0 0 1 1/2 1/2 -1 -1/2 1/2 1/2 1/2 0 -1/2

-112 0 -1/2 1/2 0 1/2 1/2 1/2 0 0 0 1/2 -1/2 1/2 0 0 1/2 -1/2 1/2 -1/2 0 -1/2 -112 0 -1/2 0 0 0 0 1/3 ~ 0,333

Ud 2 Ud 2

Ud 1 0 1 1 0 1 0 0 -1/2 1/2 1 1/2 -1/2 -1 -1/2 0 1/2 1/2 0 -1/2 1/2 0 1/2 1/2 0 -1/2 0 ../3/6

+# +:~ --

Komponenten

ua

uß

Ud 1/3

Ud -1/,f3 0

213

1/3 -1/3 -213 113

0 0 1/2 1/2

0 -1/2 -1/2 0 1/6 1/3

1/6 -1/6 -1/3 -1/6

1/6 1/3 1/6 -1/6 -1/3

-1/6 0 ~

+11-/3

+1/../3 0 -IN3

0 0 -../3/6 + -13 16

+ 1/../3 + ../3 16 -../3/6

-1/../3 -[3/6 0 +.,f3/6

+../3/6 0 - ../3 /6 - ";3/6 0 +.,f3/6

+../3/6 0 -[3/6 0

Zeiger lul L(u) Deg. Ud 60· 2/3 O· 2/3 60· 2/3 120· 2/3 180· 2/3 120· 2/3

-

0 0 -30· 1/../3 1/[3 30· 90· 1/../3 150· 1/../3 1/../3 -150· -90· 1/../3 -60· 1/3 O· 1/3 60· 1/3 120· 1/3 180· 1/3 1/3 -120· 60· 1/3 O· 1/3 60· 1/3 120· 1/3 180· 1/3 -120· 1/3 0 -

0,289

1/6 ~ 0,167 )

UWR

'UUV

-r-'UVWl

"vO

257

15 Steuerverfahren für UWR Die Aufgabe eines UWR, d. h. eines Wechselrichters mit eingeprägter Spannung, besteht im Allgemeinen darin, ein im gleitenden Mittelwert sinusfönniges Drehspannungssystem variabler Grundschwingungsfrequenz zu erzeugen. Dabei wird eine Gleichspannung durch Halbleiterschalter in gepulster Form an die Last weitergegeben. Der Klirrfaktor (s. GI. (15-3» dieser gepulsten Spannung ist zunächst unabhängig von der Schaltfrequenz oder der Pulsweitenmodulation konstant. Erst durch Filterung dieser gepulsten Spannung z. B. durch ein Filter oder die Impedanz einer angeschlossenen Asynchronmaschine (ASM) und den daraus resultierenden Stromverlauf ist der Vorteil einer Pulsung ersichtlich. Je höher die Pulsfrequenz wird, desto geringer werden die Oberschwingungen im Strom - und somit auch die Zusatzverluste und Drehmoment-Oberschwingungen (pendelmomente) einer ASM. Mit einer erhöhten Schaltfrequenz bzw. angepassten Pulsweitenmodulation können erforderliche Filterwerte reduziert werden. Dies hat ein geringeres Volumen und eine kostengünstigere Anschaffung der Anlage zur Folge. Daröber hinaus bedentet eine erhöhte Eckfrequenz des Filters auch eine geringere Dämpfung der Grundschwingung. Ein wesentlicher Nachteil einer erhöhten Schaltfrequenz ist allerdings eine gleichzeitige Erhöhung der Schaltverluste in den Leistungshalbleitern, die neben einem verringerten Wirkungsgrad auch einen steigenden Aufwand in der Kühlung der Halbleiter bedeuten. Dies lässt wiederum Volumen und Kosten der Anwendung steigen. Eine Aufgabe für die Projektierung ist es, für diesen Widerspruch bei der Auslegung und Stenerung eines Pulsstromrichters in Verbindung mit einer Drehfeldmaschine einen vernünftigen Kompromiss für einen Energieeflizienten Antrieb zu finden. Im Folgenden werden dafür grundlegende Begriffe und Methoden für die Steuerung eines UWR vorgestellt. Schwerpunkt dieser Betrachtongen ist die Anwendung des UWR in Verbindung mit einem Drehstromantrieb, vorzugsweise einer ASM.

15.1

Begriffe

Viele wichtige Kennwerte für den Betrieb eines UWR beziehen sich auf den stationären Betrieb und sind damit Grundlage für vergleichende Untersuchungen. Ausgangspunkt der Betrachtungen sei ein einphasiger Wechselrichter nach Abb. 15-1.

.......... _-

.....

Abblldung 15-1

Brückenzweig

o

_.._---- l_l~ R

L

U

Su

+1

..

UUD

Cl I:

2

~

u

Ol

:::J

.SI

CI)

Einphasiger Wechselrichter mit eingeprägter Spannung Die Steuerong setzt die Sollwerte für U undfin die Schsltfunktion su um.

~ f

..

' - - - - - - - - - - - " , , --..-. . --'---_ .....

J. Specovius, Grundkurs Leistungselektronik, DOI 10.1007/978-3-8348-8270-7_15, © Vieweg+Teubner Verlag | Springer Fachmedien Wiesbaden GmbH 2011

15 Steuerverfahren fiir UWR

258

Die Ausgangsspannung UUO,RMS lässt sich in einen Grundschwingungsanteil UUO,I und einen Verzerrungsanteil Uuo,vz aufspalten. Der Effektivwert der Grundschwingung ist die eigentliche Nutzgröße. Die Grundschwingung überträgt die Leistung und erzeugt das Drehmoment einer Drehfeldmaschine. "uO,1 entspricht der zeitkontinuierlichen Beschreibung des Stromrichters und lässt sich mit GI. (15-1) durch die Modulationsfunktion m beschreiben. uUO,1 =

Ud

mT

M=

UUO•1 Ud

(15-1)

2 Die Frequenz Ji heißt Ausgangs- oder Grundfrequenz mit der Periode Tl ~ IIJi. Alle weiteren Frequenzkomponenten der Ausgangsspannung UUO bilden den Verzerrungsanteil UUO vz. Der Effektivwert Uuo,vz berechnet sich mit GI. (15-2). '

U UO,VZ

= ~ utO,RMS -

(15-2)

UtO,1

"uO,1

/

~lUUO,1

~

uuo

Ud 2

/1

Grundschwingung "uo,vz

t

1 Ausgangsspannung "uo eines einphasigen Wechselrichters nach Abb. 15-1 mit PWM und einer Taktzahl von q = 20

Verzerrungsanteil

Abbildung 15-2 Ausgangsspannung eines einphasigen Wechselrichters mit PWM

Zur Beschreibung der Spannungsqualität wird der Klirrfaktor k (auch Total Harmonie Distortion, THD) bzw. der GrundschwingungsgehaIt g nach GI. 15-3 ermittelt. kund g werden oft auch in Prozent angegeben. (Bei eindeutigen Größen kann der Index RMS entfallen.)

k

__ U VZ,RMS UUO,RMS

0" k" 1

sowie g

= V~ 1- k-

(15-3)

Verzerrungsfaktor Aufgrund des Verzerrungsanteils der Ausgangsspannung entstehen in den Wicklungen einer Maschine Stromoberschwingungen. Die Folge sind zusätzliche Stromwärmeverluste (siehe

259

15.1 Begriffe

auch Kapitel 16.4). Diese Verluste sind proportional zum Quadrat des Verzerrungsstroms Iv. Der Verzerrungs strom Iv kann nach GI. (15-4) aus dem Stromistwert iu abzüglich Grundschwingungskomponente iU,1 in Abb. 15-3 ermittelt werden. T

I

v

=

(15-4)

Lf(i -iU,I )2 dt T U o

Bezieht man den Verzerrungsstrom Iv eines beliebigen Pu1smusters auf den Wert bei Grundfrequenztaktung IV,GT, so erhält man mit GI. (15-5) für dieses Stromrichter-Maschinen-System den Verzerrungsfaktor d:

IV d=--

(15-5)

I VGT

Abbildung 15-3 Zur Definition des

Verzerrungsstromes Iv

iu: Stromistwert iU,l: Stromgrundsehwingung

T

tTr~vV' ~ A

----------------~

~v

/\/\AAA

v

AAA/

VV'

VIT:

Als Schaltfreqnenz fs wird die Anzahl der Schaltzyklen eines Schalters pro Zeiteinheit bezeichnet Ein Schaltzyklus besteht nach Abb. 15-4 aus einem Ein- und Ausschaltvorgang. Bezieht man die Schaltfrequenz Is auf die Grundfrequenz I1 der Ausgangsspannung, so erhält man mit GI. 15-6 die Schalt- oder Taktzahl q: Taktzahl

(15-6)

Wenn die Taktzahl q ganzzahlig ist, spricht man von synchroner Taktung oder synchroner Modulation. Das Pulsmuster ist dann mit der Ausgangsfrequenz synchronisiert. •

Bei synchroner Taktung können Ausgangsspannungen und -ströme durch Linienspektren beschrieben werden.

Das Linienspektrum der Ausgangsspannung erhält man durch die Entwicklung einer Fourierreihe für die Schaltfunktion. Für die Ausgangsspannung UUo kann somit die Fourier-Reihe nach GI. (15-7) formuliert werden. Durch die Viertelperiodensynunetrie der Schaltfunktion in Abb. 15-4 vereinfacht sich die Fourierreihe, und das Spektrum der Ausgangsspannung UUo wird nach GI. (15-7) nur durch Sinusfunktionen ungerader Ordnungszahl v beschrieben. Es treten nur ganzzahlige Oberschwingungen auf.

260

15 Steuerverfahren fiir UWR Viertelperiodensymmetrie:

u{t)

=

-u{t + ;)

(15-7)

u uo

Ud T'L cv·sin{v w

j

v = I, 3, 5, 7,9, 11, ...

t)

v

IIfI

P

+1

I 0 -I

T/2

IT/4

Schaltzyldus

I

Schaltzyldus,

+1

I

~

---,p

, . . -_ _

_, 1~ .1 PU Schaltzyklus

T

I

t

I

'J .W -I

r-

1 TI>

m I I

TF.·

L -_ _ _---I

!

R±JlL...-----..lF. ~ T

AbbUdong 15-4 Schaltfunktionen mit Viertelperiodensymmetrie, Taktzahl q ~ I, 3, 5

In Abb. 15-5 ist das typische Spektrum fiir synchrone Taktung (q = 40) dargestellt. Neben der Ausgangsfrequenz 11 und den Vielfachen der Scbaltfrequenz Is treten Anteile mit Summenund DifTerenzfrequenzen (Seitenbänder) auf. Arbeitet der Wechselrichter mit variabler AusgangsfrequenzfI, aber konstanter Schaltfrequenz/s, so ist die Taktzahl q im Allgemeinen nicht mehr ganzzahlig. Die Betriebsart wird als asynchrone Taktong bzw. asynchrone Modulation bezeichnet. Die Ausgangsspanoung"DO kano dano nicht mehr durch ein diskretes Linienspektrum nach GI. (15-7) beschrieben werden, sondern nur durch ein kontinuierllches Spektrum. Ein Beispiel zeigt Abb. 15-6 fiir a ~ 0,9 und eine Taktzahl q = 145/50 = 2,9. •

Ein kontinuierliches Spektrum enthält auch Frequenzanteile unterhalb der GrundschwingungsfrequenzfI. Diese Frequenzanteile werden als Sobharmoniscbe bezeichnet.

Bei asynchroner Modulation treten daher Schwebungen mit der Summen- und Differenzfrequenz von TrägerfrequenzfT und Grundschwingungsfrequenz/l auf. Abb. 15-7 zeigt den Einfluss von 2 Seitenbändern (45 Hz und 245 Hz) auf die Ausgangsspanoung beifI = 50 Hz. Diese Schwebungen erzeugen zusätzliche Verluste und Leistungspulsationen. Liegt die Trägerfrequenz fT nahe der Ausgangsfrequenz fI, so treten die niederfrequenten Leistungspulsationen durch eine zunehmende Welligkeit der Zwischeokreisspanoung störend in Erscheinung.

15.1 Begriffe

261

Geregelte Antriebssysteme können durch diese Schwebungen instabil werden. Für höhere Ausgangsfrequenzen muss daher auf eine synchrone Taktung gewechselt werden.

............... fs ................ ...................................•.................. ... ... ... ··unteres

~ . oberes

.•

........ ··2fs ..................... -·3's ·· ..................... ·l· .... .

nfl• . !~~~~~~;~~ 12fS-~I~+"113~,~~lp+2fII • • • • •T• 2_00

00

4.00

8.00

6.00

fuqu=(I 10). Die Höhe der Trägerfrequenz wird durch die Schaltverluste begrenzt. Langsame Schalter wie z. B. GTO-Thyristoren erlauben bei einer Schaltfrequenz von 400 Hz eine asynchrone Taktung bis zu einer Grundfrequenzli von max. 40 Hz. IOBTs erlauben je nach Leistung Schaltfrequenzen von 1,5 kHz und mehr, so dass dann türJi " 150 Hz grundsätzlich die asynchrone Taktung eingesetzt weIden kann.

- -/,,- -

1

fs 145 Hz Ji - 50Hz a

=

0,9

Frequenz ____

500Hz

AbbDdong 15-6: Spektrum bei asynchroner Taktung mit q - 2,9 (Ausschnitt)

j

mit unterem S.lIIInblnl

~=U~dUm-n

j,

•

'.'

0

0

100ms •

200m,

300ms

400ms

•

Abblldug 15-7 Einfluss der Seitenbinder auf die Ausgangsspannung (fi - 50 Hz)

t

~

15 Steuerverfahren fiir UWR

262

15.2

Die Grundfrequenzsteuerung

Die Grundfrequenz- bzw. Taktsteuerung ist die einfachste Betriebsart eiues Wechselrichters und lässt sich mit verhältnismäßig geriugem Aufwand realisieren. Hierdurch erklärt sich die weite Verbreitung dieser Steuerungsart. Als Beispiel fiir eiuen Wechselrichter dient hier die eiuphasige Mittelpunktschaltung nach Abb. 15-8. Der siuusfönnige Sollwert "uO,Soll wird über eiuen Komparator (K) iu die Schaltfunktion SV umgewandelt und steuert den Schalter Su. Brückenzweig

~d !

"oj

~"jJC'_. .

R_"u-o_L__U

"vO,Soll

u

~ .........

~ 11

1-----

TI ----~

UUO "uO,1

... +-_ .... ~su ! ~ ... _........ _........ _;

Abbildung 15-8 Wechselricbter mit Grundfrequenzsteuerung (Blocktaktung, q ~ I)

Die Ausgangsspannung uuo dieses Wechselrichters ist proportional zur Schaltfunktion SV. In diesem Fall ist die Ausgangsspannung "uo eiu symmetrisches Rechteck mit der Höhe Ur!2. Der Effektivwert ist gleich Ur!2. Die Grundschwiugungsamplitude iluo ist konstant und berechnet sich nach GI. (15-8). Diese Betriebsart wird auch als Blocktaktung bezeichnet.

Es gilt: u... ~ uO,1

folgt fiir die Grundschwiugung: Amplitude:

Effektivwert:

I

=

Ud 4 T'rr

UUO,I =ll, U d

=

U d·O,45

"UO I

=

Ud

-·e 2

..fi

=

2 rr'Ud

=

(15-8)

UlO,637

Der Wechselrichter iu Grundfrequenzsteuerung kann nur die Ausgangsfrequenz festlegen. Die Steuerung von fi erfolgt über die Taktfrequenz.

fi

15.3 Die Pulsweitenmodulation (PWM)

263

Eine Steuerung des Effektivwertes der Ausgangsspannung Uuo kann nur über die Gleichspannung Ud erfolgen. Der Modulationsgrad M dieser Schaltung ist nach GI. (15-9) konstant (GI. (13-10».

Ua/2

"Uo wt

11 f!

wt

wt

----o.j

AbbUdung 15-9 Uuo-Spannungssteuerung über die Zwischenkreisspannuog Ud

Modulationsgrad

M

A

Aussteuerung

=

UUO,1

U1. d

Ud

Ud

2

2

TI

4 TI

1,27 (15-9)

1,00

Hinweis: Der Modulationsgrad M gibt das Verhältnis von Grundschwingungsamplitude zur Gleichspannung Ua/2 an. Dieses Verhältnis folgt aus der Fourier-Analyse der Kurvenfonn. Die Aussteuerung A beschreibt dagegen das Verhältnis der aktuellen Grundschwingungsamplitude zum theoretischen Maximalwert, d. h. zur Grundschwingungsamplitude eines Rechtecksignals (vgl. Kap. 13.1.4 und 5).

15.3

Die Pulsweitenmodulation (PWM)

Führt der Wechselrichter zusätzlich zur Grundfrequenztaktung weitere Schalthandlungen durch, so kann neben der Frequenz auch die Höhe der Ausgangsspannung eingestellt werden. Man spricht dann von einer Pulsweitenmodulation des Wechselrichters (Pulse Width Modulation, PWM). Die Pulsweitenmodulation des Wechselrichters kann mit einer konstanten, ganzzahligen Taktzahl q (synchrone Taktung) erfolgen (Abb. 15-10), oder mit einer frequenzabhängigen, nicht ganzzahligen Taktzahl q (asynchrone Taktung) nach Abb. 15-12. /';.t

:'MJ ßJ n~. U Nl/1

wt

/';t

wt

wt

AbbUdung 15-10 Polsweitenmodulation - Einstellung der Grundschwingong UUO,! durch einen zusätzlichen Spannungspuls einstellbarer Breite (At) bei syochroncr Taktung

15 Steuerverfahren fiir UWR

264

Bei der synchronen Taktung wird durch mindestens einen zusätzlichen Spannungspuls der Breite !J.t die Amplitude der Grundschwingung eingestellt. Bei asynchroner Taktung arbeitet der Wechselrichter mit fester Taktfrequenzh und mit einer Taktzah1 q > 10. Dabei werden über eine Periode der Ausgangsspannung die Pulsweiten so gesteuert, dass sich der Mittelwert uuo über eine Pulsperiode Ts (Kurzzeitmittelwert) auf einen vorgegebenen, im Allgemeinen sinusförmigen Kurvenverlauf einstellt (gleitender Mittelwert). Abb. 15-11 zeigt die Ausführung eines einphasigen Wechselrichters mit Pulsweitenmodulation durch einen Sinus-Dreieck-Vergleich im Komparator K. Abb. 15-12 zeigt den Verlauf der elektrischen Größen bei einer ohmsch-induktiven Last. uuo,Sou: uf> :

Sinusförmige Sollwertgröße mit Ausgangsfrequenzfi Dreiecksignal der Trägerfrequenzh

Ein Träger- bzw. Dreiecksignal Uf> mit der Trägerfrequenz h wird mit einem sinusf6rmigen Sollwert der Frequenz fi im Modulator K verglichen. Die Schnittpunkte beider Signale bilden die Umschaltzeitpunkte fiir den Umschalter Su, die Schaltfunktion S(]. Die Frequenz und Amplitude der Grundschwingung werden somit durch die Frequenz fi des Sollwertsignals

.... ------- .....

Brückenzweig

Abbildung 15-11 Wechselrichter mit Pulsweitenmodulation

o

R

L

"Uo

U

Su

+1

lfr~m4.

.... _-----_ ....

Der Komparator K steuert die Schalterstelluog über die SchaltfunktionSU f>u>O: f>ul

"'min

rt--

~I u~n I~ 0

1T

6

UUV

Oll

271

"'min .;

r-

b)

•

------li>l :.---

"'min

UUV Oll

0

1T

1T

6

2

----!,"'min

c)

Oll

------.j!1"'min

1T

2

Abblldung 15-21 F1ankeumodulation

Abb. 15-21 zeigt, wie bei konstanter Pulsbreite Ilmin der Aussteuerungsbereich fiir die Grundschwingung UUV,l bei der 3-fach-Taktung durch seitliche Verschiebung erweitert werden kann. Den Maximalwert fiir UUV,l ergibt Abb. 15-21c, den Minima1wert Abb. 15-2Ia. Durch die Begrenzung der Aussteuerung und der Schaltfrequenz fs,max wird bei drehzahlvariablen Antrieben mit geringer max. Schaltfrequenz während des Drehzahl-Hochlaufs die Taktzahl q geändert und die Modulationsart zwischen den verschiedenen Referenzkurven (Sinus-, Supersinus-, Trapez- und Rechteck-Referenz) nach Bedarf in Abhängigkeit von der Frequenz und Aussteuerung) umgeschaltet. Abb. 15-22 zeigt beispielhaft die Betriebsarten eines drehzahlverällderlichen Traktionsantriebes. Die maximale Schaltfrequenz fs max beträgt bei einem GTO bestückten Stromrichter derzeit 400 Hz. Schneller schaltende Bauelemente wie z. B. IGBTs arbeiten je nach Leistung mit mindestens 600 Hz und erlauben die Ausdehnung der asynchronen Taktung bis über den gesamten Drehzahlbereich.

synchron

---------'~

AusgangsfrequenzJi

Ji

Abblldung 15-22 Betriebsarten bei begrenzter Schaltfrequenz Die Wechselrichtertotzeit ist vernachlässigt, q ~ 1: Taktbetrieb, q > 1: Pulsbe1rieb.

Beim Anfahren mit asynchroner Taktung beträgt die Ausgangsfrequenz des WR nur wenige

Hz. Bei länger andauerndem Anfahrbetrieb arbeiten die einzelnen Wechselrichterphasen praktisch im Dauerbetrieb. Zur Venneidung einer Überlastung des Stromrichters durch Schaltverluste wird für Frequenzen unterhalb 5 Hz häufig die Schaltfrequenz des WR reduziert. Im Allgemeinen wird die Schaltfrequenz in diesem Bereich auf ca. 50 Hz (fs,recV herabgesetzt.

15 Steuerverfahren fiir UWR

272

15.3.4

Off-Iine optimierte Schaltfunktionen

Ein grundsätzlich anderer Ansatz fiir die Bestimmung der Schaltwinkel als beim Trägerverfabren basiert auf der Fourier-Reihe der Ausgangsspannung. Dieses Verfahren wird insbesondere bei relativ geringen Schaltfrequenzen und Antrieben geringer Dynamik eingesetzt. Zusätzlich zur Taktzahl q kann durch F estlegung der Schaltwinkel Ol das Spektrum der Ausgangsspannung direkt beeinflusst werden. Folgende Verfahren stehen zur Auswahl: Die E I i m i n a t ion diskreter Frequenzen im Spektrum zur Vermeidung von Resonanzanregungen, Die 0 p tim i e run g des Spektrums hinsichtlich minimaler Motorverluste, Drehmomentpulsation oder Motorgeräusche.

15.3.5

Eliminationsmethode

Damit eine E1imination von Oberschwingungen erfolgen kann, sind zusätzlich zu den festen Schaltwinkeln bei wt ~ 0 und TI (vgl. Abb. 15-4) freie Schaltwinkel erforderlich. Deshalb muss eine bestimmte Mindesttaktzahl q vorliegen.

su::l

I

F ta l = ta

I

S'{

I I Ud I

uuvl

I

su ,....----,,....----, ..J

L.J

SV ---I"'"

UUVo n

sv

L.J

r- .. t

L..--...J

L..--

mUd

000

[

n n

r----1 n r----1 L..--...J U U L...--

uuvO 0 0 0 [lUd D0 0 0 D

..

t

Bei der Taktzahl q ~ 3 kann die Aussteuerung der Grundschwingung bereits über einen freien Winkel eingestellt werden (Al> GI. (15-16».

a

t

r-----1 n r-----1 n n r..J U U L..--...J U L..--...J ....J U

a

t

,....----,,....----,

L..--...J

su

,...,

L..--...J

[

Bei der Taktzahl q I gibt es wegen der Viertelperiodensymmetrie nur feste Winkel, und die Grundschwingung ist eine konstante Größe.

• t •

t

o. t

Bei höheren Taktzahlen als 3 kann zusätzlich zur Grundschwingung die Aussteuerung fiir weitere Harmonische eingestellt bzw. nuIlgesetzt werden. Bei der hier dargestellten Taktzahl q ~ 5 lässt sich zusätzlich die Ausstenerung fiir eine Oberschwingung einstellen.

AbbUdung 15023 KllIvenformen unterschiedlicher Taktzahl q

Die Anzahl der freien Schaltwinkel Nberechnet sich aus der Taktzahl q zu:

N =

'l.=! 2

freie Schaltwinkel pro Viertelperiode

(15-14)

Für eine Taktzabl von q ~ 5 ergeben sich mit GI. (15-14) N ~ 2 freie Schaltwinkel (Oll> 0l2)'

15.3 Die Pulsweitenmodulation (PWM)

273

s c-

+1

I I

I

~

II

o

I I

1-, TI

TI

2

2

rot

i TI

Abbildung 15-24 Schaltfunktion s mit q ~ S. Definition der Schaltwinkel a".

Eine Definition der Schaltwinkel Cl. am Beispiel der Taktzahl q ~ 5 (N ~ 2 freie Schaltwinkel) zeigt Abb. 15-24. Zur Berechnung der Schaltwinkel Cl. ist abhängig von der für eine Harmonische geforderten Aussteuerung (A v) nach [2, 4] folgende Gleichung zu lösen: Aussteuerung der u-ten Harmonischen: N

A = (I v

+2'L (-!)··COS(V·Cl )) n

11",1

(15-15)

1.) v ~ I, Einstellung der gewünschten Aussteuerung Al für die I. Harmonische (Grundschwingung) U I :

mit:

(15-16)

2.) v > I, für die auszublendende Harmonische Uvwird die Aussteuerung AvNull gesetzt. N

A =(1 +2·L(-I)··cos(v·Cl)) = 0 v

.. "',

n

für v=5 bzw.v=7, 11,13, ...

(15-17)

GI. (15-15) ist nichtlinear und muss numerisch gelöst werden. Für die Elimination einer Harmonischen können mehrere mögliche Winkelkombinationen auftreten, die sich in ihrer Wirkung hinsichtlich der Harmonischen höh= Ordnungszahl unterscheiden. Bei der Auswahl der Schaltwinkel müssen daher auch die Veränderungen bei Harmonischen mit höherer Ordnungszahl berücksichtigt werden. Es ksnn sein, dass trotz Unterdrückung einzelner Harmonischer der Klirrfaktor ansteigt. Aus dieser Überlegung heraus wurden die optimierten Pulsmuster entwickelt.

15.3.6

Optimierte Pulsmuster

Bei optimierten Pulsmustem geht es primär nicht um die Unterdröckung einzelner Harmonischer, sondern um die Absenkung des Gesamteffektivwertes aller Oberschwingungen zusammen (Verzerrungsanteil), d. h. einem minimalen Klirrfaktor ku. Die Elimination von Harmoni-

15 Steuerverfahren fiir UWR

274

schen kann aber zusätzlich erforderlich sein, z. B. um zu vermeiden, Resonanzstellen im Antriebsstrang anzuregen, was auch hinsichtlich des vom Antrieb erzeugten Schallpegels wichtig sein kann. In der Praxis wird daher ein Pulsmuster unter vielen Gesichtspunkten entwickelt und ,,nachoptimiert" . Ein fertig entwickeltes Pulsmuster wird in einem Speicher abgelegt. Das Steuergerät verwendet dann nur noch diese festen Pulsmuster-Tabellen fiir die Einstellung der Ausgangsspannung (Offline-Verfahren). Neben den bisher behandelten gesteuerten Verfahren werden auch geregelte Verfahren eingesetzt, bei denen die Schaltsignale nach dem Prinzip des Zweipunktreglers erzeugt werden (Online-Verfahren). Für dieses Verfahren ist die Bezeichnung DirekJe-Selbst-Regelung (DSR) üblich. Bei der DSR wird die Ausgangsspannung so geschaltet, dass der Stromzeiger bzw. der magnetische Fluss im Luftspalt der Maschine innerhalb eines festgelegten Toleranzbandes liegt. Geregelte Verfahren sind im Vergleich zu gesteuerten Verfahren unempfindlich gegenüber Parameteränderungen.

15.3.7

Raumzeigermodulation

In Abb. 15-25 sind die Schaltzustände des 2-Stufen-Wechselrichters bei Grundfrequenztaktung mit Spannungsraumzeigern dargestellt. Eine Wechselrichtersteuerung, wie sie bisher mit verschiedenen synchronen oder asynchronen Pulsmustern vorgestellt wurde, bedeutet in Raumzeigerdarstellung, dass zwischen diesen Schaltzuständen I bis 8 umgeschaltet wird. Der Spannungsraumzeiger durchläuft bei Grundfrequenztaktung daher die Schaltstufen I bis 6 diskontinuierlich und verbleibt in jeder Stufe die gleiche Zeit. Der Wechselrichter stellt keine kontinuierlichen Werte fiir die Amplitude und Phasenlage des Spannungsraumzeigers zur Verfügung. Ein kontinuierlicher Verlauf des Spannungsraumzeigers kann jedoch durch das Verfahren der Raumzeigermodulation angenähert werden. Dazu werden innerhalb des von den Zeigern I bis 6 aufgespannten Sechsecks immer nur die drei Schaltstufen pulsweitenmoduliert ------------------



Pm=J'n

Asynchronmaschine (DAM)

Synchronmaschine (DSM)

Abblldung 16-15 Leistungsbilanz von Synchron- und Asynchronmascbine

übersynchron

Abblldung 16-16

Bctriebszustände einer DAM mit eingeprägter Spaonung

•

Die Betriebsart als Motor oder Generator ist durch das Vorzeichen des Drehmomentes M festgelegt.

o

I

l-s GENERATOR

Aufgabe des Wechselrichters ist es, eine sinusförmige Spannung einstellbarer Frequenz und Amplitude (bei der Synchronmaschine auch Phasenlage) zu erzeugen. Da ein Wechselrichter nur im Schalterbetrieb arbeitet, treten in der Spannung und im Strom Oberschwingungen auf. Die Folge sind elektrische Zusa1zverluste und mechanische Pendelmomente und Geräusche.

288

16 Stromrichter und Maschinen

16.5

Zusatzverluste durch Stromrichterspeisung

Ein Stromrichter stellt stets eine rechteckförmige Wechselspannung zur Verfiigung. Der Effektivwert der Spannung setzt sich aus einem Grundschwingungsanteil U1 und einem Verzerrungsanteil UyZ zusammen (s. Kap. 15) und kann allgemein mit GI. (16-11) beschrieben werden. Die erste Oberschwingung hat hier die Ordnungszahl 5. U

=

~U~ + U~z

mit

Uvz =

H:, U~ s

und

U v = k U,v U 1 folgt: (16-11)

Der Faktor k" v ist bei reiner Sinusform der Spannung Null. Im getakteten Betrieb (q = 1, rechteckförmige Spannung) verhält sich k",v entsprechend GI. (16-12). Für den gepulsten Betrieb (q > 1) folgt k",v aus der Fourieranalyse der jeweiligen Spannungskurvenform u. 1 k U,v = (16-12) v Für den StromeffektivwertIfolgt analog zu GI. (16-11):

mit I

v

= k.I,V 1 1

folgt:

I

= 1 1 ~11+

i: k S

2

(16-13)

I,V

> Die

Stromrichterspeisung fiihrt durch die Verzerrungsanteile zu einer Anhebung des Gesamt-Effektivwertes von Strom und Spannung - und damit zu einem Anstieg der Stromwärmeverluste der Maschine, ohne die Leistung der Maschine zu steigem.

Hierbei ist noch zu beachten, das sich für höhere Ordnungszahlen ein Widerstandsanstieg durch den Skin-Effekt bemerkbar macht. GI. (16-14) und (16-15) zeigen die Berechnung der Stromwärmeverluste P eu bei Stromrichterspeisung einer Asynchronmaschine unter Berücksichtigung des frequenzabhängigen ohrnschen Widerstandes von Ständer (Rs,v) und Läufer (RR,v)' Der jeweils erste Summand beschreibt die Grundschwingungsverluste, der zweite Summand die Zusatzverluste durch Stromrichterspeisung. ~

Ständerverluste:

Peu,s

= 3[I~,IRs,1 + ~ I;,vRs)

(16-14)

~

Läuferverluste:

>

>

Peu,R

= 3[ILRR,1 + v=s ~)~v~)

(16-15)

Wegen der thermischen Bestimmung der Bemessungsleistung eines Antriebes muss die mechanische Leistung eines Antriebes um den Anteil dieser Zusatzverluste reduziert werden oder ein Motor mit entsprechend vergrößerter Bemessungsleistung gewählt werden. Man kann dabei von einer pauschalen Leistungsminderung von bis zu 10 % ausgehen. Wegen des Skin-Effektes (GI. 17-16) kann eine Anhebung der Wechselrichter-Taktfrequenz zu erhöhten Zusatzverlusten fiihren.

289

16.6 Leistungssteuerung bei konstanter Ständerfrequenz

16.6

Leistungssteuerung bei konstanter Ständerfrequenz

Diese Verfahren nach Abb. 16-17 sind nur möglich bei einer Asynchronmaschine. Die Leistungssteuerung erfolgt über den Schlupf s. Die Schlupfleistung Ps wird entweder in einem externen Widerstand (gepulster Läuferwiderstand) oder anein im Rotorwiderstand in Wärme umgewandelt (Drehstromsteller). In iedem Falle hat der Antrieb wegen der Schlupfleistong einen schlechten Wirkungsgrad. Besser ist es, wenn die Schlupfleistong aus dem Läufer über einen Umrichter abgefiihrt und wieder dem speisenden Netz zurückgeliefert wird. Solche Anordnungen werden als Stromrichterkaskaden bezeichnet (USKlOSK). Den Leistungsfluss verdeutlicht Abb. 16-18. Läuferspannung gesteuert

I Ständerspannung gesteuert I

I I

I

Läuferwiderstand

Gegenspannung

1

t

gepulster Läuferwiderstand

Drehstromsteller

I

I

Käfigläufer

USKIOSK I

.j. Schleifringläufer

Asynchronmascbine (ASM) Abbndung 16-17 Steuerverfahren mit konstanter Ständerfrequenz

Wellenleistong Pmech=(I-s)Pn

Po

~etz Po

Po

r --=R Schlupfsteuerung

~

Käfigläufer

Pmech

...............

Schleifringläufer

t

'1 .

i 3-

Umrichter

Stromrichterkaskade, Motorbetrieb

Abbndung 16-18 Leistuogsfluss bei Drehzahlsteuerungen mit konstanter Ständerfrequeoz

290

16 Stromrichter und Maschinen

16.6.1

Drehstromsteller W3

Der Drehstromsteller W3 besteht aus drei Wechselstromstellern WI und steuert den Effektivwert des Drehspannungssystems. Bedingt durch die Anschnittsteuerung ist das Spannungssystem oberschwingungshsltig, wodurch in der Maschine Zusatzverluste und Geräusche entstehen. W3

Abblldung lfi.19

"I

Drehstromsteller

-

Der Drebstromsteller steuert den Effektivwert der Motorspannung durch Phaseoanschnittsteuerung. Dadurch kann das Drehmoment der Maschine abgesenkt werden. Die Drehzshländerung ergibt sich durch den Arbeitspunkt mit dem Gegemunment.

M,n

"2

ASM

"3

Das Verfahren hat wegen der hohen Schluptleistung einen schlechten Wirkungsgrsd 1'\.

M

K

Abblldung 16-20

Drehzahlstellbereich _____

U parameter!L.

M

Steuerung des Drehmomentes

n ' .................................. .

Mdn)

Die Drehzahl ergibt sich durch den Schnittpunkt von Drebmoment- und Gegenmomentkurve. Der Arbeitspunkt ist stabil, wenn OMM

OM L

M L = MM und - - < - dn dn

r--======::-::~_---'~___ ns

nK

Dieses Verfahren ist günstig für Lasten mit quadratischen bzw. kubischen Drehmomentverlauf über der Drehzahl wie z. B. Pwnpen und Lüfter.

Die Drehzahl n liegt im. Bereich nK < n < ns.

~

ns: synchrone Drehzahl

Das erzeugte Drehmoment MM ändert sich mit dem Schlupf s nach der Klossschen Formel (GI. (16-16», das Kippmoment MK ändert sich quadratisch mit der Ständerspannung Uso

MM

= MK

2

mit

sK

S

S

sK

-+-

M

K

U US,n

_ (_S)

2

SK:

Kippschlupf

Us:

Ständerspannung

(16-16)

US,n: Nennspannung

Der Schnittpunkt des Lastmomentes ML mit der Drehmomentkurve der ASM kann sinnvoller Weise nur oberhalb der Kippdrehzahl nK liegen. Deshalb ist diese Art der Leistungssteuerung nur für einen kleinen Drehzahlbereich geeignet. Die Schlupfleistung Ps entsteht allein im Läufer, so dass bei Dauerbetrieb mit erhöhtem Schlupf eine vergrößerte Bernessungsleistung der Maschine erforderlich ist. Für den Wirkungsgrad ~ gilt GI. (16-17). Wirkungsgrad:

Pm PD

11 = -·100 % = (1- s)·100 %

(16-17)

16.6 Leistungssteuerung bei konstanter Ständerfrequenz

16.6.2

291

Pulsgesteuerter Läuferwiderstand

Der Kippscblupf sK einer DAM verhält sich proportional zum Läuferwiderstand. Zur Steuerung des wirksamen Läuferwiderstandes dient ein pulsgesteuerter Widerstand nach Abb.16-21.

f1 ~50Hz

Abbildung 16-21

i2

DAM mit Schleifringläufer und pulsgesteuertem Läufcrwidcnrtand !

[' i

GR

Rx --------------------------

i2

--Bt-

ASM

T

R

Der Gleichstromld wird durch die DrosselLd ideal geglättet. In den Rotorwicklungen fließt daher ein blockf"örmiger Wechselstrom mit dem Effektivwert lz (Abb. 16-21). Die auf der Läuferseite umgesetzte Wirkleistung Ps setzt sich aus einem rotorseitigen Anteil (R2) und einem Anteil des externen Widerstandes R zusammen. Der externe Widerstand wird über den Thyristor T mit der Takt:frequenzh ~ \lT gesteuert und geht mit dem Effektivwert Rx in die Leistungsrechnung nach GI. (16-18) ein. Abbildung 16-22

R

Ermittlung des effektiven Widerstandes R x T~ Taktperiode, TE ~ Einschaltt1auer, a ~ Aussteuerung

Rx.+-I--+---1fOL--+--~f---r~t·

(16-18) Ps: Rotorleistung, R2: Rotorwiderstand Der wirksame Widerstand ist der um den R2Z vergrößerte Wert von R2. Bei nicht lückendem Stromld ergibt sich GI. (16-19) für den Zusammenhang zwischen dem Gleichstromld und dem Effektivwert des LäuferstromesI2. Durch Einsetzen in GI. (16-18) folgt GI. (16-20). (16-19)

(16-20)

292

16 Stromrichter und Maschinen

Über die Aussteuerung a des Thyristors T kann daher die Drehmomentkennlinie nach Abb. 16-23 eingestellt werden. Abbildung lli-23

Drehzahlverstellung bei konstantem Kippmoment M K Die zusätzliche Schlupfleistung fiillt außerhalb der Maschine an.

Rx

Aufgrund der hoben Schlupfleistung bat dieses Verfahren jedoch eineo schlechteo Wirkongagrad. Die Betriebsdrehzahl stellt sich über deo Schnittpunkt mit der Lastmomentkeonlinie aoa1og zu Abb. 16-20 ein.

's

• 16.6.3

Stromrichterkaskade UJ,fi

PI

~ (l-s)·Po ~ Po

~

--

Abbildung lli-24

Stromrichtetkaskade

P2

.,...

Der Frequeozumrichter (FU) speist die Schlupfleistung Ps in das speisende Netz zurück. Bei idealer Maschine und idealem FU eotsteheo dabei keine Verluste. Abhängig vom Umrichtertyp kann durch Steuerung der Leistung Ps nach GI. (16-21) die Drehzahl n in weiten Grenzeo verstellt werden und zwischen motorischem und geoeratorischem Betrieb umgesteuert werdeo.

(UJ,fi )

3FU

3-

n Pm~(I-s)·Po

~P2~S·PO

P l : zugefiihrte Leistung Po: Drehfeldleistung, Ps: Schlupfleistung Pm: mechanische Leistung

(U2,h)

Wenn die im Rotor auftretende Schlupfleistung Ps über einen Frequenzomrichter (FU) wieder in das Netzzurückgespeist wird, so lassen sich die Verluste des vorherigen Verfahrens weitgehend venneiden und man erhält einen Antrieb mit sehr hohem Wirkungagrad. Der läuferseitige Frequenzomrichter muss fiir die Schlupfleistung der Asynchronmaschine bemessen sein. Je nach Anwendungafall bis ca. 20 % der Maschinen-Bemessungsleistung. Die Zusammenschaltung von Asynchronmaschine und Frequenzomrichter nach Abb. 16-24 wird als Stromrichterkaskade bezeichnet. Wir unterscheiden zwischen Stromrichterkaskaden mit Strom- und Spannungszwischenkreisumrichter sowie Stromrichterkaskaden mit Direktumrichter.

n ~

.s·(I- s)

.

lUlt

.s

~

I -

1

P

und

s ~

Die Steuerung von Ps erfolg! über den Frequenzomrichter (FU).

Ps PI

(16-21)

16.6 Leistungssteuerung bei konstanter Ständerfrequenz

M

Untersyncbron

293

AbbUdung 16-25

Übersyncbron

Drehzahlsteuerung mit einer Stromricbterkaskade Die Asynchronmaschine ist statorseitig mit einer festen Frequenzfi gespeist, wodurch die synchrone Drehzahl ns als Bezugsgröße festliegt.

Die seitliche Verschiebung der Kennlinien erfolgt durch den rotorseitigen Frequenzumrlchter. GENERATOR

16.6.3.1

Ausführung mit Stromzwischenkreis

In Abb. 16-26 ist der Stromrichter über eine ungesteuerte B6-Diodenbrücke mit dero Zwischenkreis verbunden. Der Zwischenkreisstrom Id ist mit GI. (16-19) clirekt proportional zum Läuferstrom. Die Kommutierung des läuferseitigen Stromrichters GR erfolgt maschinengefiihrt durch die Rotorspannung. L d begrenzt die Welligkeit von id und verhindert ein Stromlücken. Die Rotorfrequenzh wird nicht beeinflusst, der asynchrone Charakter der Mn-Kenn1inie bleibt erhalteu. fi

~50Hz

il

id

f2~

I

Id

(1-')/1

Trafo

\

t /1

iu

iSl

fi Ld

id

iRI

ASM

GR

--#

t

WR Ud

~

P2

Gegenspannung AbbUdung 16-26 Stromrichterkaskade mit Stromzwischenkreisumrichter

Cl

16 Stromrichter und Maschinen

294

U ÖtI:::::'::::::l 2,h I

~

~Uj,fiqU2,h I ~

B6

:B6C

I~P:]IU'

Abbildung 16-27 Unter- und übersynchrone Betriebsart

Der netzseitige Stromrichter steuert die Spannung Ud> Ld entkoppelt die Span-

nungsoberschwingungen von netz- und

I~~:]tu,

maschinenseitigen Stromrichtern oben: Untcrsynchronc Kaskade (USK)

unten: Übersynchrone Kaskade (ÜSK)

Die Leistungssteuerung erfolgt über die Gleichspannung Ud des netzseitigen Stromrichters. Dieser stellt für den Läufer eine konstante Gegenspannung Ud dar. Für Ud = 0 V verhält sich die ASM wie eine Asynchronmaschine mit Kurzschlussläufer. Arbeitet der Netzstromrichter als Wechselrichter (WR), so ist Ud< 0, wodurch der Nulldurchgang der Mn-Kennlinie schon bei Drehzahlen kleiner als ns erfolgt. Die ASM arbeitet im untersynchronen Drehzahlbereich. Das System wird daher als untersynchrone Stromrichterkaskade (USK) bezeichnet. Durch den eingeprägten Zwischenkreisstrom (siehe id und iu in Abb. 16-26) können ungünstige Drehmomentpendelungen und Netzrückwirkungen auftreten. Wird auch der maschinenseitige Gleichrichter als steuerbare Brücke (B6C) ausgeführt, so kann die Energieflussrichtung umgekehrt werden, d. h. dem Läufer kann Energie über den Zwischenkreis zugeführt werden. In diesem Fall arlJeitet der maschinenseitige Stromrichter als Wechselrichter und der netzseitige Stromrichter als Gleichrichter. Die Gleichspannung Ud unterstötzt den Zwischenkreisstrom Id. Der Nulldurchgang der Mn-Kenulinie wird zu Drehzahlen oberhalb der synchronen Drehzahl ns verschoben (s < 0). Daher nennt man diese Schaltung übersynchrone Stromrichterkaskade (ÜSK). Die Stromrichterkaskade wird häufig zur Leistungssteuerung von Windkraflgeneratoren (optimaler Arbeitspunkt) eingesetzt. Die Drehmomentkennlinie eines Windgenerators zeigt Abb. 16-28 zusammen mit der Kenulinie einer Schleifringläufer-Asynchronmaschine (DAM). Abbildung 16-28

t

optimaler Arbeitspunkt ~>:::'-:+--LL.

Drehmoment-Drehzahl "wind

Kennlinien eines Windrades mit einer Asynchronmaschine als Generator (parameter: vw;oo)

~

Windrad Drehzahl

16.6.3.2

___

AusfiJhrung mit Spannungszwischenkreis

Durch den Einsatz selbstgeführter Stromrichter kann die Rotorfrequenz h von Außen eingestellt werden, so dass sich die mechanische Drehzahl aus dem Verhältnis von Rotor- und Sta-

16.6 Leistungssteuerung bei konstanter Ständerfrequenz

295

torfrequenz ergibt. Die Maschine verliert dabei ihren asynchronen Charakter und verhält sich wie eine Synchronmaschine. Der Energieaustausch wird über die Einstellung der Phasenlage gesteuert, wobei auch induktives und kapazitives Verhalteu der Maschine erzeugt werden kann. Die Schaltung ist wegen der giinstigen Netzverhältnisse sehr gut für die Anwendung bei Windgeneratoren geeiguet. Ein solches Anwendungsbeispiel zeigt Abb. 16-29. fi =50Hz >-31 Aufbau und Leistungsfluss bei Zwischenkreisumrichtern. hn Gegensatz zur SM muss der ASM über den Statcr die Maguetisierungsenergie zugeführt werden.

16.7.1

Prinzip des Direktumrichters

Der Wechselstrom-Direktumrichter (cyc/o converter) besteht aus der Gegenparallelschaltung zweier netzgefiihrter B6C-Schaltungen (Teilstromrichter ST1 und ST2) nach Abb. 16-32.

16.7 Leistungssteuerung bei variabler Ständerfrequenz

- f""""- f""""- f"""" L

"

L"

~

L -'

L

~

L

-'

"

~

L -'

,~

~ ~ ~ 17f-

,~

~~ ~~

!~

i~

297

i2

Symbol

.--------------- _____________ c

ST2

Abbildung 11>-31 Einphasiger Direktumrichter, Schaltbild und Symbol Werden die Teilstromrichter ST I und STz abwechselnd mit Vollaussteuerung betrieben, so ergibt sich die Ausgangsspannung Uz in Abb. 16-33 als Hüllkurve über mehrere Perioden des Drehspannungssysterns. Der Umrichter wird dementsprechend als Hüllkurven- oder Trapezumrichter bezeichnet. u

, , , , , -' ':

):::

~::
L '

Wenn der Motor in _

~

Bereich ~ wird, erfbl&teino ~­

""'11 in dc:n. Z'I1riII:hmlIn:i In 4ietcm F.n lIcigI die Zwioclx:nlc'c:ioij_1IDIIIIjj U, enIIpoppcr cing ' ! Der WIder_ lIDd Ra IDUI mder I.qe lC:iD. bei mDimIla" EmocIIIitdmc:r (Ts,-) die VOll der Mw.rhjn" ~ llDer&io bei der n!ll• • (~)Spumnna; (U~ afnneIrtnen Dcl' Wert "'"" Ra bnn mit GL (16-29) JmII:r BcrIlcbidrtiSlm! der """"-iocl> ~ Lcio_ tlml!P.IIIlIl4cm~ 'IM (Ta: 9oJ..hpmoo"'''Iern) cnpjn..Jt wmlca. VerfIIaimlI (z. B.

II1II"

(16-19)

16.8 Energieeffizienz von elektrischen Antrieben

16.8

307

EnergieefTlZienz von elektrischen Antrieben

70 % des Stromverbrauches der Industrie entf"allt auf elektrische Antriebe. Besonders in energieintensiven Branchen, bei mechanisch geregelten Strömungsmaschinen wie Pumpen, Lüftern oder Kompressoren, bei Antrieben mit hoher Betriebsstundenzahl oder Antrieben, die häufig im Teillastbetrieb laufen, gewinnt neben dem Wirkungsgrad zunehmend die Energieeffizienz des gesamten Antriebsstranges an Bedeutung. Abgegebene Leistung Wirkun sgrad = g Aufgenommene Leistung E

in einem Betriebspunkt

. ffizi Abgegebene Energie nerglee enz = Aufgenommene Energie

über ein Lastspiel

In der Europäischen Union wurden daher Gesetze verabschiedet, mit dem Ziel, den Energieverbrauch und damit den COz-AusstoB zu reduzieren. Diese Tatsache schlägt sich in gesetzlichen Vorgaben u. a. zum Wirkungsgrad elektrischer Maschinen nieder (IEC 60034-30). Die Wahl der richtigen Komponenten und Technologien schließt die Lebenszykluskosten der gesamten Anlage mit ein. In der Antriebstechnik sind die Folgekosten im Vergleich zum Anschaffungspreis besonders hoch. So entfallen z. B. 95 % der Lebenszykluskosten eines Motors auf den Betrieb. Dabei sind die Energiekosten der weitaus höchste Kostenfaktor - die Energieeffizienz des Antriebes ist daher von hoher wirtschaftlicher Bedeutung. Ein typisches Antriebssystem setzt sich aus Komponenten mit unterschiedlichen Verlustarten zusammen. Neben den Leerlauf- und lastabhängigen Verlusten treten bei Stromrichterschaltungen schaltfrequenzabhängige Verluste auf. Abb. 16-46 zeigt eine typische Struktur eines netzgespeisten Antriebsstranges (Pulsgleichrichter, PGR) mit Spannungszwischenkreisumrichter (PWR). Die Last bzw. der angeschlossene Prozess legt über die Drehzahl- und Drehmomentanforderungen die eleklrischen Ra\unenbedingungen fest. p

Getriebe

Kupfervertuste

Durchlassverluste

Kupfervertuste

/i"--

ZShnveriuste

"--

i- 1')

(-M)

Lagervertuste (-n) Schaltverluste (-U, fs)

Zusatzverlusta

Eisenverluste

Abbildung 16-46 Struktur eines Antriebsstranges mit Verlustarten

Last

308

16 Stromrichter und Maschinen

Der Gesamt-Wirkungsgrad des Antriebsstranges ('1GesamU nach Abb. 1646 ergibt sich für jeden Arbeitspunkt aus dem Produkt der Teilwirkungsgrade. Optimale Wirkungsgrade werden im Allgemeinen bei Nenulast der jeweiligen Komponente erzielt. hn TeilIastbetrieb liegen die einzelnen Werte deutlich niedriger. (16-30) Typische Größenordnungen für Wirkungsgrade (1]) im Nennpunkt sind:

Komponente

Wirkungsgrad in % bei Nenn/ast

Getriebe

97

Asynchronmotor

94 (je nach Baugröße: > 80)

Stromrichter (pGR+PWR)

96

Transfonnator

95 (je nach Baugröße: > 50)

Typische Lastabhängigkeit von '1 1

+ '1 0

171 0

1

P/Pn~

Zur Vermeidung einer unnötigen Überdimensionierung ist daher die genaue Kenntnis der elektrischen bzw. mechanischen Bedingungen notwendig. Wird z. B. jede Komponente mit einem Sicherheitszuschlag von pauschal 20 % bemessen, so folgt daraus für den Eingangstransfonnator eine Überdimensionierung von ca. 100 %: 1,2 . 1,2 . 1,2 . 1,2 '" 2,0 Der Eingangstransfonnator arbeitet in diesem Fall nur mit max. 50 % Auslastung. Bezogen auf einen Antriebsstrang nach Abb. 16-46 sind folgende Maßna1nnen zur Steigerung des Wirkungsgrades bzw. der EnergieeffIzienz möglich: Einsatz von Energiesparmotnren

In Teil ll der EuP-Richtlinie (EuP ~ Energy using Products) bzw. EU-Richtlinie 2005/32/EG wird der Energieverbrauch bzw. die Effizienz von Asynchronmotoren im industriellen Umfeld behandelt. Diese Richtlinie wurde inzwischen in allen Ländern der Europäischen Union in nationales Gesetz umgesetzt. In der IEC 60034-30 wurden für Asynchronmotoren neue JE-EffIzienzklassen festgelegt (JE ~ International Efflciency):

> > >

JE I (Standard Efflciency, nur noch bis 20 ll zugelassen) 1E2 (High Efflciency, ab 2015 nur noch in Verbindung mit Frequenzomrichter) JE3 (Premium Efflciency)

Betroffen sind alle Motoren:

> > > >

bis 1000V SO/60Hz Leistungsbereich 0,75 - 375kW 2-, 4-, 6-polig Alle Bauformen, Betriebsart S I (Dauerbetrieb)

Die Wirkungsgradverbesserung eines Asynchronmotors (ASM) kann z. B. durch einen Cu-Rotor und ein verlustarmes Blechpaket erfolgen. Für einen 5,5 kW ASM führen diese Maßna1nnen zu bis zu 4 % weniger Verlusten [29].

309

16.8 Energieeffizienz von elektrischen Antrieben Asynchronmaschine

t

~ A

Q

o

Synchronmaschine

o

S

M

M

P

o I

n / ns ---....

o

n / ns ---....

I

Abblldung 1(;,47 Drehmoment- Drehzahl Kennlinien im Vergleich (MK : Kippmoment, MA : Anlaufinoment, P: Wirkleistung, Q: Blindleistung

Der Rotorwiderstand bestimmt bei der Asynchronmaschine die Steilheit der Drehmomentkennlinie im NennpWlkt und damit den Wirkungsgrad der Maschine (Abb. 16-47). Der Idealfall eines senkrechten Verlaufs dieser Kennlinie (fiir RRotor -+ 0) bei der synchronen Drehzahl ns ist nur bei der Synchronmaschine gegeben. Deshalb bietet die Synchronmaschine von sich aus einen höheren Wirkungsgrad. Wird die Synchronmaschine zusätzlich mit permanentmagnetischer Erregnng ausgefiihrt, so entfällt auch noch die sonst erforderliche Erregerleistung und der Wirkungsgrad steigt weiter an. Ferner muss der Umrichter fiir die Asynchronmaschine bei gleicher Wirkleistung größer dimensioniert werden als bei der Synchronmaschine, da er neben der Wirkleistung (P) auch die Magnetisierungs-Blindleistung (Q) übertragen muss. Anwendung einer elektronischen Drehzahlregelung Langfristig ist der Betrieb von Motoren der Effizienzklasse IE2 nur noch in Verbindung mit einem Frequenzumrichter zulässig. Der Frequenzumrichter bietet eine Effizienzsteigerung durch:

> verlustarmer Anlauf (Sanftanlauf) durch Frequenzumrichter z. B. mit einer Uif-Kennliniensteuerung oder Drehstromsteller [29]. Direktanlauf

Elektronisch geregelter Hochlauf (Sanftanlauf)

Abblldung 16-48 Enorgieeinaparung durch

elektronisch geregelten Hochlauf

• o

•

w....

o

t

_

o .jL..-~~----rt _ o

Wrot: Verlustenergie

> Optimierter Teillastbetrieb des Motors. Ein Frequenzumrichter mit

Uif-Kenn1iniensteuerung berücksichtigt im Allgemeinen nicht den aktuellen Belastungszustand des Motors. Durch eine Anpassung des Motorstroms an die aktuellen Lastverhältnisse kann durch den

310

16 Stromrichter und Maschinen

Frequenzomrichter beim Halten der eingestellten Soll-Drehzahl die Frequenz und Spannung abweichend von der Uif-Kenn1inie energieeffizient eingestellt werden. Dem Motor wird lediglich der minirnal benötigte Strom für den aktuellen Belastungszustand zur Verfiigung gestellt. Über diese energieoptimierte Uif-Stenerung lassen sich gerade im Teillastbereich Motorverluste verringern. Der Motor wird dabei nicht mit konstantem Fluss betrieben, hat daher eine etwas verminderte Dynamik. ,--------------- -------------.•.•./.

M

~

.. .\•.•..

o o

._---...

,

.....---'

• _____________________________ J' ~

Abbildung 16-49 Drehmoment- Drehzahldiagramme fiir den 1- und 4Quadranten-Betrieb

Durch Umrichtcrspeisung kann jeder Punkt des MnDiagrammes eingestellt werden.

Aktive Netzrückspeisung der Bremsenergie. Der Einsatz eines Pulsgleichrichters erlaubt die Energieröckspeisung in das Versorgungsnetz und den Verzicht auf einen Bremswiderstand incl. Brems-Chopper. Insbesondere bei Industriezentrifugen oder Fahr- und Hubantrieben kann durch Netzrückspeisung die Energieeffizienz verbessert werden. Bei Schranken-, Garagentor- oder AufZugsanlagen können die HalbleiterSchaltverluste jedoch den Vorteil der Energieröckspeisung wieder aufheben, wenn der Antrieb nur gelegentlich genutzt wird. Hier kann der Verzicht auf die Energierückspeisung und der Einsatz eines konventionellen Diodengleichrichters mit Brems-Chopper vorteilhaft sein. Integration - Mechatronik

> >

Getriebelose Antriebssysteme (Torquemotoren) z. B. bei Papiermaschinen, Servopressen, Schiffshauptantrieben, Bugstrahlruder, Extroder, Zucker- Zentrifugen Kompaktantrieb, Integration von Motor und Anstenerung

Optimierung des Antriebs-Stromrichters

> > > > >

Optimierter Teillastbetrieb z. B. durch Anpassung der Schaltfrequenz oder Zwischenkreisspannung an die aktuelle Belastung Ein aktiver Netzstromrichter (pulsgleichrichter) kann über die Vorgabe cos

Optimale Auswahl und Bemessung der Systemkomponenten (Motor, Getriebe, Leitungen)

311

17 Leistungselektronik und EMV Durch die europäische Vereinheitlichung sind gesetzliche Regelungen fiir die elektromagnetische Verträglichkeit (EMV) von elektrischen Betriebsmitteln erlassen worden. Die zulässigen Grenzwerte werden durch die Fachgrundnorm EN 50081 fiir die Störfestigkeit und EN 50082 fiir das Störvermögen von Betriebsmirteln festgelegt. Für drehzahlveränderliche Antriebe gilt die EMV-NormDIN EN 61800.

17.1

Grundbegriffe

Wie alle Betriebsmittel, so haben sich auch leistungselektronische Einrichtungen wie z. B. Frequenzumrichter in einer elektromagnetischen Umwelt zu bewähren. Er muss äußeren elektromagnetischen Einflüssen widerstehen und produziert selbst wiederwn elektromagnetische Störungen. Das Verhalten von Betriebsmitteln hinsichtlich dieser Kriterien bezeichnet man als elektromagnetische Verträglichkeit. Mögliche Beeinflussungswege, auf denen Störgrößen zu den Störsenken gelangen können, zeigt Abb. 17-1 am Beispiel eines IGBT-Transistorschalters. I elektromagn~

Ud

l

l

Ui

i

c

c4itiv I

tj

A

c4uktiv I

A R

L

"-y----J I galvanisch I

AbbHdung 17-1 Beeinf\ussungswege von Störgrößen

Der Beeinf\ussungsweg läuft über eine oder mehrere Kopplungen zwischen Störquelle und Störsenke, wobei unter Kopplung die Wechselbeziehung zwischen Stromkreisen zu verstehen ist, bei der Energie von einem Stromkreis auf einen anderen Stromkreis übertragen werden kann. Wir unterscheiden nach Tab. 17.1: TabeHe 17.1 Arten der Kopplung

Kopplung

Kopplungspfad

galvanisch

Leitungsimpedanz ZK

induktiv

zeitveränderliches Magnetfeld

kapazitiv

zeitveränderliches elektrisches Feld

elektromagnetisch

hochfrequente elektromagnetische Strahlung

J. Specovius, Grundkurs Leistungselektronik, DOI 10.1007/978-3-8348-8270-7_17, © Vieweg+Teubner Verlag | Springer Fachmedien Wiesbaden GmbH 2011

312

17 Leistungselektronik und EMV

Die elektromagnetische Strahlung spielt erst ab Frequenzen größer I MHz eine Rolle. In den darunterliegenden Frequenzen werden die Störgrößen praktisch nur durch galvanische, kapazitive und induktive Kopplung übertragen. Eine Aussage über die auftretenden Frequenzen und deren Intensität kann nur eine Signalanalyse liefern. Typische Kurvenformen einer geschalteten Spannung zeigt Abb. 17-2.

17.1.1

Störgrößen in der Leistungselektronik

Die Schaltzeit moderner Leistungshalbleiter beträgt weniger als 200 ns. Wird z. B. in der Zeit von !!.t = 200 ns ein Spannungshub von !!.U = 1000 V geschaltet, so erhält man an den Anschlussklemmen des Wechselrichters eine Spannungssteilheit von 5 kV/lls. Die Auswirkung der Schaltgeschwindigkeit auf das Frequenzspektrum der Störgrößen lässt sich am Beispiel eines Spannungsimpulses, wie er z. B. auf einer Motorzuleitung beobachtet werden kaun, demonstrieren. Abb. 17-2 zeigt drei typische Fälle am Beispiel eines Dreieck-, Trapez- sowie Rechteck-Spannungsirnpulses [19]. Abbildung 17-2

u

Rechreck

Spannungsimpulse gleicher Spannungszeitfläche, aber unterschiedli-

Trapez

as

...../

••

cher Steilheit

Dreieck

Tr : Anstiegszeit T: mittlere Impulsbreite

..............

,-

üs: Impulshöhe (Spannungshub 1'1U)

Alle drei Impulse haben die gleiche Spannungszeittläche, aber eine unterschiedliche Flankensteilheit (500 V/IlS (Dreieck), 5000 V/IlS (Trapez) und 00 (Rechteck». Die Spannungshöhe betrage jeweils 500 V. GI. (17-1) zeigt das Amplitodendichtespektrum eines nicht periodischen Spannungsimpulses entsprechend Abb. 17-2.

us

A

= "ST I(

. ("'T) sm 2 WT

",T

H

. (-2-T) sm

2

wTr

)1

(17-1)

2

Diese Funktion wird in der logarithmischen Darstellung durch drei Geradenabschnitte mit den KnickfrequenzenfKI undfK2 nach GI. (17-2) angenähert.

f KI

I

=TIT

f K2

I

=TITT

(17-2)

Das Geradenstück für Frequenzen kleiner fKI ist durch die Spannungszeittläche des Spannungsimpulses bestimmt und ergibt sich in Dezibel (dB) zu: für f« fKI

(17-3)

17.1 Grundbegriffe

t

Abbildung 17-3

'.'.

Verlauf der Spektren bei unterschiedlicher Flankensteilheit

.•.•... .•.•... .•.•...

A

dB

313

AO

~'lo'

•••••

q,........

'.'

......

'

..•.•..

!In

In

I

-

Betrachtet man den Verlauf der spektralen Amplitudendichte nach Abb. 17-3, so lässt sich folgendes feststellen:

I. Beim Dreiecksignal sind die Amplituden bis zu einer Kenufrequenz fKl konstant. Der konstante Wer! A o ist durch die Spannungszeitfläche des Impulses bestimmt und berechnet

sich nach GI. (17-3). OberhalbfKl fallen die Amplituden mit -40 dBlDekade (- 1If2 ) ab. 2. Beim Trapezsignal verhalten sich die Amplituden zunächst konstant bis zur Kenufrequenz fKb fallen danach aber nur mit -20 dBlDekade (- IIf) ab. Erst oberhalb der Kennfrequenz fK2, die abhängig von der FIankensteilheit duldt des Impulses (und damit von der Schaltgeschwindigkeit) ist, fallen die Amplituden mit -40 dBlDekade ab. 3. Beim idealen Schalter, der ein Rechtecksignal erzeugt, tritt fK2 praktisch nicht mehr auf. Der ideale Schalter erzeugt damit im oberen Frequenzbereich um bis zu 20 dB höhere Amplituden bei Hochfrequenzkomponenten als der "langsame" Schalter. Beispiel (u s = 500V):

T (du =500 V ) r dt IJ.S

IlJ.s

=>

f K2 = 0,318·10 s

T (du = 5000Y...) r dt IJ.s

= 100ns

=>

f

6 -1

K2 = 3,18H06 s- 1

Eine Steigeruog der Spannungssteilheit um den Faktor 10 fiihrt zu einem Anstieg der (kapazitiven) Störstromamplituden im oberen Frequenzbereich um +20 dB. Eine nahe liegende Maßnahme zur Reduzierung der Spannungsamplituden ist die Absenkung von Au durch Anwendung der Mehrpunkttechnik. Umrichter in Mehrpunkttechnik (s. Kapitel 13, 3-Punkt-Wechselrichter bzw. Multi-level-inverter) schalten die Spannung über Zwischenstufen, wodurch die Impulshöhe entsprechend reduziert ist. Dieser Effekt wirkt sich bei allen Frequenzen giinstig aus, ist aber mit einern erheblichen Mehraufwand im Umrichter selbst verbunden. Häufig werden so genannte du/dt-Filter zur Reduzierung der Spannungssteilheit eingesetzt. Eine weitere Möglichkeit zum "verschleifen" der Spannungsflanken besteht in langsamen bzw. resonanzgefiihrten Schaltvorgängen (Resonanzstromrichter, s. Kap. 11). idealer Schalter

S

langsamer Schalter

J

Dreipunkt-Schalter

Resonanz-Schalter

J S

Abbildung 17-4 Schaltflanken mit unterschiedlichem Störspektrum

314

17.1.2

17 Leistungselektronik und EMV

Störfestigkeit

Die Störfestigkeit ist das Vennögen eines Frequenzumrichters nach Abb. 17-5, äußeren elektrostatischen bzw. elektromagnetischen Einflüssen zu widerstehen. Abblldung 17-5

einwirkende Störungen, z.B. magnetische Felder

Netz..-.

~:=:::=:::=:::$:==~J

Eingangsfilter

17.1.3

Frequenzumrichter, Störfestigkeit und Störvermögen

Vom FrequenzumrIchter ausgehende Störungen, leItungsgebunden bzw. nicht leitungsgebunden

Auf den Frequenzumrichler

Ausgangsfilter

Störvermögen

Das Störvennögen charakterisiert die vom Frequenzumrichter ausgehenden elektromagnetischen Störungen. Die Störungen werden im Wesentlichen durch schnelle Schaltvorgänge im Leistungsteil des Umrichters verursacht. Bei Frequenzumrichtem mit Pulshreitenmodulation (PWM) bestimmt die Taktfrequenz die vom Umrichter ausgehenden Störungen. Die Störungen werden nach dem Weg charakterisiert, den sie für ihre Ausbreitung nehmen.

17.1.4

Leitungsgebundene Störungen

Hierbei handelt es sich um eine galvanische Kopplung. Die Störungen hreiten sich als symmetrische oder asymmetrische Störströme über die Netzzuleitung, Erdungsleitungen sowie über die Motorzu!eitung aus. Wirksames Gegenmittel ist der Einbau eines Funkentstörfilters.

17.1.5

Nicht leitungsgebundene Störungen

Hierbei handelt es sich um eine Feldkopplung. Abhängig von der Störgrößen-Welleu1änge A. und dem Abstand d zwischen Störquelle und Störsenke unterscheidet man zwischen Nahfeldbeeinflussungen (d < 1J21t, Kopplung kapazitiv oder induktiv) und Femfeldbeeinflussungen (d> 1J21t, Strahlungskopplung elektromagnetisch).

17.1.5.1

Kapazitive Beeinflussungen

Ursache: Koppelkapazität C 12 zweier paralleler Leiter (typisch 5 ... 100 pF/m)

C

"EOE

= 12

d

I

r g;;s2

ln(- + (-) -I) D D

Störstrom: .

dU 12

'C=C I2dt

(17-4)

Die Koppelkapazität erzeugt bei Potenzialsprüngen in einer Stromrichterschaltung (Schaltvorgänge von IGBT, Thyristor usw.) in benachbarten Stromkreisen kapazitive Störströme (ie) und muss daher so klein wie möglich sein. Dafür eignen sich:

17.1 Grundbegriffe

315

kurze Leitungslängen (l), großer Abstand (d) zwischen den Leitern I und 2, kleine Leiterquerschnitte (D) und kleine Er-Werte der Isolierung, Schirmung von Leitungen und Geräten, Belegung freier Kabeladern auf Bezugspotenzial, verdrilltes Mitfiihren eines BezugspotenzialIeiters in Kabeln und Leitungen.

17.1.5.2

Induktive Beeinflussungen

Ursache: magnetische Flussverkettung, beschrieben durch die Koppelinduktivität M]2 zweier paralleler Leiterschleifen (I und 2). I

2

R

!

USt

Koppelinduktivität:

a M

di

1'0 1

a 2

= -ln(1 + (-) 12 2TT d )

(po: Permeabilität des Vakuums)

dt

(17-5)

-d

'/

I

di 1 USt=MI2dt Störspannung:

Die Koppelinduktivität M12 erzeugt bei hohen Stromsteilheiten (z. B. bei Dioden-Kommutierungen, Kap. 3.2) in benachbarten Stromkreisen eine induktive Störspannung USt und muss daher so klein wie möglich sein. Dafiir eignet sich: großer Abstand (d) zwischen Signa\- und Energieleitern, kleine effektive Schleifenflächen (a'l) durch verdrillte Leitungen, Leitungen in ferromagnetischen Rohren, Einbau von Baugroppen und Geräten in ferromagnetischen oder elektrisch gnt leitenden (Cu-) Gehäusen.

17.1.5.3

Elektromagnetische Beeinflussungen

Störgrößen, deren Wellenlänge A in die Größenordnung der räumlichen Gegebenheiten des Stromrichtersysterns passt, breiten sich als elektromagnetische Welle aus. Alle Komponenten und Leitungen wirken fiir diese Frequenzen als Antennensystem. Gegenmaßnalunen sind eine EMV-gerechte Auslegung von Einbau und Verkabelung. So ist nach Abb. 17-6 beispielsweise das Motorkabel geschirmt auszufiihren, der Stromrichterschrank muss HF-dicht sein. Motor, geerdet

geschirmte Leitung ,-------------------------------------,

Frcquenzumrichter

Netzzu1citung. so kurz wie möglich

beidseitig aufgelegt Funkentstörlilter

Mcta1lrückwand des Schaltschrankes mit Erde verbunden

AbbUdung 17-6 Maßnahmen gegen niebt leitungsgebundene Störungen

316

17 Leistungselektronik und EMV

17.1.6

Psophometrischer Störstrom

Für die Beurteilung der Störbeeinflussung von Femsprecheinrichtungen erfolgt fiir die Stromoberschwingungen eine psophometrische Bewertung nach DIN 57 228 Teil I bzw. VDE 0228. Jeder Störfrequenz wird ein so genanntes Störgewicht P/zugeordnet. Nach GI. (176) wird anschließend ein psophometrischer Stör.trom Ist als Ersatzstörgröße ermittelt. Prinzip: Man ersetzt das gesamte Störspektrum durch eine einzelne Frequenz von 1kHz, welche in der Fernsprecheinrichtung den gleichen subjektiven Störeindruck wie das gesamte Störspektrum vermittelt. Diese Ersatzgröße wird als psophometrischer Störstrom bezeichnet.

(17-6) h/ : Faktor, der die frequenzabhängige Kopplung zwischen beiden Leitungen und die Bedingung der Starkstromleitungen berücksichtigt. PI: Störgewicht, das der Frequenzjzugeordnet ist ISt: Psophometrischer Störstrom Stromoberschwingung der Frequenzj

It:

17.2

Netzfdter

Von einer erdfreien Störquelle (Q in Abb. 17-7) gehen zunächst nur symmetrische Störströme aus, die sich längs der angeschlossenen Leitungen ausbreiten (Gegentaktstörung, differential mode). Wie derNetzstrom, so fließt auch der symmetrische Störstromls in Abb. 17-7 auf dem einen Leiter zur Störsenke hin und auf dem anderen Leiter zur Störquelle zurück.

-

Störquelle

las

Störsenke

~---..

UCI

I, I

,

R

Cp

.---~~

t

UC2

~

PE __~_____________.~___~~las~~~

Abblldung 17-7 Durch parasitäre Kapazitäten (Cp) kann sich ein Störstromkrcis über die Erdleitungen (PE) schließen.

las:

asymmetrischer Störstrom

1, : symmetrischer Störstrom Cp: parasitäre Kapazitäten "C: unsymmetrische Störspannung un: symmetrische Störspannung

Symmetrische Störungen liegen vorwiegend im Bereich niedriger Frequenzen bis zu einigen hundert kHz. Parasitäre Kapazitäten Cp in der Störquelle und Störsenke oder beabsichtigte Masseverbindungen rufen jedoch auch einen Störstrom im Erdkreis hervor. Dieser asymmetrische Störstrom las fließt auf beiden Anschlussleitungen zur Störsenke hin und über Erdleitungen zurück (asymmetrische Störung, common mode). Da parasitäre Kapazitäten mit steigender Frequenz immer mehr in einen Kurzschluss übergehen, treten asymmetrische Störströme bei Frequenzen oberhalb einiger MHz in den Vordergrund. Die Entstehung asymmetrischer Störgrößen in der Leistungselektronik soll mit der Schaltung nach Abb. 17-8 verdeutlicht werden. In einem elektrisch leitfähigen und mit PE verbundenen Gehäuse befmden sich ein Eingangstransformator Tr mit nachfolgendem Gleichrichter und

17.2 Netzfilter

317

Glättungskondensator. Der Transistor T arbeitet als Tiefsetzsteller und taklet die Spannung am Widerstand R.

( ......

.................; ................:

~;:c8~mnnnmn

I:

LN

-

.L

.L

t. * \

PE~..

I

T

~Gi

~'i

Abbildung 17-8

Beispiel zur Entstehung asymme1rischer Ströme

R)

.... _-------------------_ ....................................

Aufgrund parasitärer Koppelkapazitäten von den Transistoranschlüssen zum Gehäuse (hier durch C EG dargestellt) und zwischen den Transformatorwicklungen (CI2) fließt bei jedem Schaltvorgang durch Umladung der Kapazitäten ein Verschiebungsstrom aufbeiden Netzzuleitongen (LI, N) hin zum Gerät (Tr), über CI2 und CEG zum Gehäuse und über den Schutzleiter (PE) zurück zum Netz. Dieser Strom wird als asymmetrischer Störstrom las bzw. Gleichtaktstrom bezeichnet. Zur Vermeidung einer Feldkopplung zu anderen Stromkreisen muss der PE räumlich unmittelbar bei den Netzzuleitongen (LI, N) verlegt sein, so dass keine Schleifenflächen zwischen Hin- und Rückleitem auftreten können. Zur Begrenzung der symmetrischen und asymmetrischen Störströme werden Funkentstörfilter vorgesehen. Netzseitig wird ein solches Funkentstörfilter als Netziliter bezeichnet. Netzfilter sind ihrer Wirkung nach Tiefpassfilter, welche die Nutzgrößen (netzfrequente Spannung bzw. netzfrequenter Strom) ungehindert durchlassen sollen und die in der Nutzgröße enthaltenen höherfrequenten Anteile herausfiltem. Die Längsglieder (Induktivitäten) der Filter sind fiir den Betriebsstrom der angeschlossenen Leitongen bemessen. Querglieder (Kondensatoren) sind fiir die Betriebsspannung auszulegen. Da genaue Angaben zur Quellen- und Senkenimpedanz im Allgemeinen nicht vorliegen, wählt man eine Filterschaltong nach Abb. 17-9 mit stromkompensierter Drossel als Standardlösung .

...-.. ----------------------------------------------------- ..... L

Netz

Xl ITJ""" ... XII I I!Vyll i

Abbildung 17-9 Aufbau eines Slandard-Netzfilters mit stromkompensierter Drossel L

Gerät

~ :,...... _-------------------------------------------------_ . ......i:

PE

Außer der stromkompensierten Drossel L zur Bedämpfung von asymmetrischen Störströmen enthält die Schaltong den Kondensator Cx zur Dämpfung symmetrischer Störspannungen und zwei symmetrische Kondensatoren Cy zur Ableitong asymmetrischer Störströme. Diese sind mit dem geerdeten Gehäuse des Gerätes verbunden. Beim Berühren des Gerätes oder bei unterbrochenem Schutzleiter darf keine gefährliche Gehäusespannung aufueten. Aufgrund der VDE-Vorschriften sind zur Vermeidung gefährlicher Gehäusespannungen die Kapazitätswerte fiir Cy auf wenige nF begrenzt. Femer gelten fiir die eingesetzten Kondensatoren erhöhte Sicherheitsanforderungen.

318

17 Leistungselektronik und EMV

Ein sehr effektives Bauelement der Filterschaltung nach Abb. 17-9 ist die stromlwmpensierte Drossel, auch Common-Mode-Drossel genannt, die zwischen Netz und Verbraucher geschaltet wird. Eine stromkompensierte Drossel nach Abb. 17-10 verfUgt über zwei identische Wicklungen, die sich auf einem gemeinsamen Kern befinden.

..

icm

Abbildung 17-10 Ausführung einer stromkompensierten Drossel

in

i~

Der Nutzstrom i" hat keioen resultierenden magneti-

schen Fluss im Kern zur Folge. Damit ist für in nur

-----

.

in

icm

die Streuinduktivität (ca. I % von La) wirksam. Die Gleichtaktströme icm erzeugen den resultierenden Fluss "'cm. Für i cm ist daher die InduktivitätLo wirksam. Der Kern ist geblecht oder besteht aus Ferrit.

cl>cm

Eine stromkompensierte Drossel wirkl fiir den Nutzstrom In bzw. fiir symmetrische Stürströme nur mit der Streuinduktivität (ca. I % von Lo), da sich die magnetischen Flüsse des Hinund Rückstromes (,,) im Kern kompensieren. Bei asymmetrischen Störströmen (Ic:rrJ addieren sich die magnetischen Flüsse (c",), und die Induktivität Lo der Drossel ist voll wirksam. Der magnetische Kreis dieser Drossel muss fiir den zu erwartenden asymmetrischen Störstrom und nicht fiir den Nutzstrom bemessen werden, was sich vorteilhaft auf die Baugröße auswirkt. Die Übertragung des Nutzstromes wird nur durch die Streuinduktivität der stromkompensierten Drossel beeinflusst. Abbildnng 17-11 Stromkompensierte Drossel Stromabhängigkeit der Induktivität einer stromkompcnsierten Drossel

Einfluss eines Differenzstromes auf die wirksame Induktivität L Mit La wird die Induktivität bei Strom Null als Bezugsgroße bezeichnet.

o

o U M U U

l~

U

U U

~

i1iR

-

Damit die Induktivität LO voll wirksam werden ksnn, müssen die Wicklungen völlig symmetrisch ausgefiihrt werden. Abb. 17-11 zeigt als Parameter den Einfluss eines Differenzstromes auf die Stromkompensation. Differenzströme entstehen z. B. durch einen unsymmetrischen Filteraufbau bzw. durch unzulässige Toleranzen der Kondensatoren Cy. Die Kondensatoren müssen in einem weiten Frequenzbereich bis über 30 MHz symmetrisch arbeiten. Den beispielhaften Aufbau eines vollständigen Netzfilters mit den entsprechenden Strompfaden fiir

17.2 Netzfilter

319

symmetrische und asymmetrische SlÖrströme zeigt Abb. 17-12. Während Gx nur die Ausbreitung symmetrischer Spannungen behindert, werden asymmetrische Ströme durch die Induktivität L o der stromkompensierten Drossel LI und Gy begrenzt. Der asymmetrische SlÖrstrom fließt über die Kondensatoren Gy zum Schutzleiter PE. (Ohne Schutzleiter arbeitet dieses Filter nur für symmetrische Störströme.) symmetrischer Störstrom - nur La wirksam

..... -------------------------------------------------------------------...,. , L

: XI

']

:~

:!:

f

N

Ableitung von symmetrischen und

xT-i

LI

Abbildung 17-12

YI

asymmetrischen

Gerät

Störstromen

YI

:

I : PE •. _;"'_ .. _ - _ .. _-_ .. _-_ .. _-_ . .1

..... _------------------------------------------------------------------_....

Asymmetrischer Störstrom - Hauptinduktivität wirksam ... -................................................................... -

...

L

:~ XI

N

PE

'] LI

YI XI: :

:!:

I ""'"

YIT

... _.. - - _.. - -_ .. - -_ .. - --_. --:-

Gerät

I I I I I

'.",-------------------------------------------------------------------_ ..-

Ist das Netzfilter in einem Gerät eingebaut, welches über einen Netzstecker betrieben wird, so muss zur Vermeidung einer gefährlichen Berührungsspannung zusätzlich ein Entladewiderstand parallel zu Gx vorgesehen werden. Tabelle 17.2 Zusammenfassung der Störungsarten

Störungsart Gegentaktsigna1

symmetrisches Slärsignal Gleichtaktsigna1

asymmetrisches Slärsignal

Störspannung

Störstrom

Spannung zwischen Hin- und Fließt über den Netzleiter L hin Rückleitern zum Gerät und über den Neutral(Differential mode voltage) leiter N wieder zurück Spannung zwischen den Leitern und Erde

(Gommon mode voltage)

Fließt über Netz- und Neutra11eiter N gemeinsam zum Gerät hin, über die Erdungsleitung PE zurück

320

17 Leistungselektronik und EMV

17.3

Motoranpassung an den Stromrichter

Die Leiterspannungen am Ausgang eines Wechselrichters können Spannungssteilheiten von 5 kV/l's (IGBT) bis 20 kV/l's (IGCT) aufweisen. Aufgrund dieser Spannungssteilheiten kann es über die Motorzu1eitungen zu einer Abstrablung elektromagnetischer Wellen, zu Wanderwellenproblemen, zu asymmetrischen Störströmen über die Wicklungskapazität (einige nF) und Rotorlager des Motors (Lagerströme) sowie zu Teilentladungen (TE) an der Motorwicklung kommen.

17.3.1

Lagerströme

Potenzialsprünge der Motoranschlüsse führen über parasitäre Kapazitäten zu Verschiebungsströmen innerhalb des Motors, die nach außen als asymmetrische Störströme in Erscheinung treten. Die typischen Wege eines solchen Verschiebungs stromes zeigt Abb.17-13. UVWPE

Lagerstrom

~",~cws~

CSL

~-~-~--~-~J

r CWR IsOla:ellagm::

Csa Wicklung

R_

Abbildung 17-13 Parasitäre Kapazitäten einer Drehstrom-Asynchronmascbine (DAM) und Darstellung eines Strompfades über die elek1riach isolierte Motorlagerung Cws : Kapazität Wicklung-Stator CWR: Kapazität Wicklung-Rotor

CsL: Kapazität Stator-Kugellager (außen)

Stator

Die Belastung der Motorisolation und Rotorlager (die Stromdichte beim Übergang Kugel-Lauffiäche ist theoretisch unendlich und raut die Lauffiäche auf, wodurch die Lebensdauer der Lager deutlich reduziert ist, weitere Hinweise dazu in VDE 0530 Tl. 25) macht Maßnahmen zur Reduzierung der Spannungssteilheiten durch spezielle Umrichter (z. B. Multi-LevelTechnologie, Abb. 17-4) oder durch Ausgangsfilter erforderlich. Motoren werden für den Umrichterbetrieb auch mit verstärkter Isolierung ausgestattet.

17.3.2

WanderweUenprobleme

Verbindungskabel zwischen Wechselrichter und Motor können wenige Meter lang sein oder bis zu mehreren hundert Metern Länge aufweisen. Das Motorkabel wirkt wie eine Antenne, d. h. es erzeugt in seiner Umgebung ein elektromagnetisches Feld, welches mit der Frequenz des Wechselrichters pulsiert. Das Kabel kann unterschiedlich ausgefiihrt werden: ungeschirmt geschirmt » Folienschirm (Alufolie) Folien- und Geflechtschirm (Alufolie I Kupfergeflecht)

»

Um die elektrischen Eigenschaften eines Motorkabels genauer zu beschreiben, müssen zunächst einige technische Daten für ein typisches vieradriges geschirmtes Motorkabel angenommen werden. Die Angaben in Tab. 17.3 sind auf die Längeneinheit I m bezogen.

17.3 Motoranpassung an den Stromrichter

321

Tabelle 17.3 Typische Werte eines geschirmten Motorkabels (4 x 6 mm')

Induktivitätshelag

Ader Schirm

IlIlf/m O,71'H/m

Ader-Ader

120pF/m

Ader - Schirm

190pF/m

Ader

3,6mO/m

Schirm

5,4mO/m

L'

Kapazitätsbelag

C'

Widerstandsbelag

R'

Mit Hilfe dieser Daten ist es möglich, Kennwerte für ein Kabel zu berechnen. Zur Vereinfachung ist ein verlustfreies Dielektrikum angenommen worden. Wellenwiderstand:

Z=~

Wellengeschwindigkeit:

v

Retlektionsfaktoren:

R-Z ru = R + Z

1

h·c·

(17-7)

in m

(17-8)

s

(17-9)

mit R = Abschlusswiderstand Eigenfrequenz :

mit I

= Kabellänge in Meter

(17-10)

Zur Untersuchung der möglichen We11enausbreitung wird in Abb. 17-14 das Umrichtersystern vereinfacht dargestellt.

. . 2· ~1

[. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . ,

1"li.WRI

Ud

RA

Kabel~ZL

CAAI

ULLldl

~-------------------------------------------_:

Wechselrichter

ZWR

-:

Kabellänge I

ZM

Motor ZM

Abblldung 17-14 Einpolige Darstellung des Umrichter-Kabel-Motorsystcms

Für die in Tab. 17.3 angegebenen Daten folgt ein Wellenwiderstand von ZL = 91 0 und eine We11engeschwindigkeit v = 91287 kmls ~ 91 mll'S bzw. 10,9 nslm. Schalttlanken der Wechselrichterausgangsspannung uLL WR breiten sich mit der We11engeschwindigkeit v entlang der Kabellänge I aus. Daraus folgt eine SignallaufZeit /',/: . . _ Kabellänge ' digkeit SignallaufzeIt/',I - W e11engesch wm

=

I v

(17-11)

322

17 Leistungselektronik und EMV

Ist die Schaltzeit (Tr in Abb. 17-2) des Wechselrichters kleiner als diese Signallaufzeit M, so muss das Kabel als Wellenleiter betrachtet werden. In diesem Fall sollten Wechselrichter und Motor die Impedanz des Kabel-Wellenwiderstandes (Zr) aufweisen, damit es zu keinen Reflexionen auf der Motorleitung infolge Fehlanpassung kommt •

Die in der Nachrichtentechnik übliche Leistungsanpassung ist wegen des geringen Wirkungsgrades bei energietechnischen Anwendungen nicht möglich.

Praktisch ist die Impedanz des Wechselrichters (ZWRl durch den Zwischenkreiskondensator C für hochfrequente Komponenten annähernd Null. Die Induktivität des Motors führt zu einer vergleichsweise hohen Impedanz ZM. Die Reflexionsfaktoren für die Spannungsflanke lauten mit GI. (17-9) an den Wechselrichterklennnen ru ~ -I (-I '" Kurzschluss) und an den Motorklemmen ru~ I (I '" Leerlauf). Eine am Motor eintreffende Spannungsflanke läuft daher zum Wechselrichter zurück, wobei am Motor eine Spannungsverdopplung aufuitt. Der Wechselrichter spiegelt die Schaltflanke mit umgekehrten Vorzeichen zum Motor hin. Abb. 17-15 zeigt den idealisierten Spannungsverlauf entlang des Motorkabels und den Zeitverlauf der Spannung am Motor für einen Einschaltvorgang mit hoher Steilheit und ZWR « ZL «ZM. WR

Kabellänge I

U:~,'___~ __

Motor

·~i__..

Motorspannung:

l -______________

2· Ud rnnn ... n... n... n... n... n...;;;;

2

Ud: o ~,- - - - - - - - - - ' - _ + .

2.Ud!J

Ud

I ---------- ---------

lrul ~ I lrul< 1f----1

-j------- --------- ""

x v

Ud.

o

uIL,M

x

~--------------------~_..

I: Kabellänge zwischen WR - Motor

x

~~!--------~~~~-+. x

AbbUdung 17-15 Ausbreitung einer Spannungsflanke (idealisiert) zwischen Umrichter (WR) und Motor und Zeitverlauf der Leiterspannung uLL,M (Motorspannung)

Auf der Leitung können sich, abhängig von der Leitungslänge I und Schaltfrequenz fs des Wechselrichters, gleichzeitig mehrere hin- und rücklaufende Spannungsimpulse befinden. Ortsabhängig erfolgt dann eine Überlagerung (Superposition) verschiedener Spannungsimpulse. Im ungiinstigsten Falle findet diese Superposition direkt an den Motorklemmen statt, wodurch erhebliche Überspannungen hoher Steilheit am Motor auftreten. Abhilfe kann hier ein Wechsel der Schaltfrequenz oder ein zusätzliches duldt-Filter bringen.

17.3 Motoranpassung an den Stromrichter 17.3.3

323

AusgangsfIlter

Ausgangsfilter werden direkt am Ausgang des Wechselrichters angeordnet. Die Leitungen zwischen Wechselrichter und Filter sowie zwischen Filter und Motor werden im Allgemeinen geschirmt ausgeführt. Der Einsatz eines Ausgangsfilters sowie geschirmter Leitungen ist mit Kosten, Platz und zusätzlichem Gewicht verbunden. Man wird den Aufwand daher nur so groß wählen, wie es zur sicheren Funktion der jeweiligen Anlage und zur Einhaltung der jeweiligen Vorschriften unbedingt erforderlich ist. Man unterscheidet daher je nach Aufwand zwischen: Ausgangsdrosseln zur Verbesserung der Stromkurvenform, duldt-FiIter, Filter zur Begrenzung der Spannungssteilheit aufmax. 500 V/IIS, Sinn.fiIter, Filter zur Unterdrückung der Spannungsoberschwingungen. Die Filter sollen vom Kabel und Motor ausgehende elektromagnetische Störungen reduzieren und die Spannungskurvenform am Motor verbessern. Bestehende Umrichter lassen sich im Allgemeinen mit einer Drossel, einem duldt- oder Sinusfilter nachrüsten. Hierbei ist jedoch der zusätzliche Spannungsabfall zu beachten. Bei einer Drossel kann pauschal mit einem Spannungsabfall von bis zu 10 V, bei einem Sinusfilter von bis zu 60 V gerechnet werden. Ein Sinusfilter bietet nahezu sinusförmige Spannungen, stellt aber auch den größten Aufwand (Masse, Volumen) dar. Den typischen Aulhau eines duldt-Filters zeigt Abb. 17-16. Das du/dt-Filter befindet sich unmittelbar am Ausgang des Wechselrichters. Die Kombination eines duldt-Filters zusammen mit einer zusätzlichen Motordrossel ist möglich. [24]

+

WR

rI

=r=

UI

Cd Cd

LF

CF=

F := :=

VI

Schaltungsbeispiel für ein duldt-Filter

U2 V2 M

WI

-

1

Abblldung 17-16

Filter

W2 =

F := :=

J._._._._._._._.-.-._._._.PE ... _._._._._._._._.

Zur Dämpfung von asymmetrischen Slörströmen kann noch eine zusätzliche stromkompensierte Drossel zwischen Wechselrichter und Filter geschaltet werden.

PE

.. _._._.- ._._._._.-

Die Induktivität einer Filter-Drossel muss im gesamten Betriebsbereich konstant sein. Bedingt durch die mögliche Sättigung des magnetischen Kreises durch asymmetrische Störströme liegen damit fiir ein Filter Vorgaben fiir die Ausführung und Länge der Motorzuleitung sowie über die Anzahl parallelschaltbarer Motoren fest. In Abb. 17-17 ist dargestellt, welche Parameter sich bei Verlängerung der Motorleitung bzw. bei der Parallelschaltung von Motoren ändern. In jedem Fall nimmt die Erdkapazität - und damit der asymmetrische Störstrom - zu. Hier unterscheidet sich die Parallelschaltung der Motoren, bei der sich die Erdkapazität mit der Anzahl der Motoren erhöht, von einer Leitungsverlängerung, bei der sich neben der Erdkapazität auch die Leitungsinduktivität proportional zur Länge erhöht. Ein Ausgangsfilter arbeitet

324

17 Leistungselektronik und EMV

daher nur bis zu einer bestimmten Leitungslänge bzw. Anzahl parallel betriebener Motoren zufriedenstellend. Da die Leitungsverlegung Einfluss auf die Wirksamkeit der eingesetzten Filter hat, muss die Wirksamkeit der Filterung experimentell überprüft werden. Abb. 17-18 zeigt den Weg der Ladeströme der Leitungs- und Motorkspazität. Bei jedem Schaltvorgang fließt ein Ladestrom als asymmetrischer Störstrom i as über die Masseverbindungen. Das Filter F soll diesen Störstrom unterdrücken und die Spannungssteilheit vermindern. Zwischen Motorzuleitung und Masseverbindung darf keine resultierende Fläche existieren, d.h. die Leitungen müssen so nahe wie möglich zusammen verlegt werden.

(LA: Ader-Induktivität, CAS : Kapazität Ader-Schirm, CWG: Kapazität Wicklung-Gehäuse)

,..-----

Längere Motorleitung

U2 _. PE

+i~:~~A~:-lt""""'-+'I-'[hl ! '..

.~·········Z···I····;i~······I!·

U2

I

~I""""1

I ITcwJ

i.. CAST CAST PE • l....~......................._.............................i • !...................J Leitung, 2fache Länge Motor

!

T! !TCwG!

l....~ ........................; I...................; Leitung

U2

Motor

PE •

Parallelschaltung von Motoren

:i-"'·······;~""'-~:~IT··········+-+j'["...,....~·---,······~··..........j

...o--i'

!i.! .............................. ;

~

Leitung

!rw~ CWG!

•.................•.................;

2 Motoren

Abbildung 17-17 Beeinflussung des asymmetrischen Störstromes iss am Beispiel einer Motor-Phase

a)

b)

.....:

d)

Cd

'*'

!:L...9J

····················T··········;

"as

LA

·._ ..............................L

.v-1

.",T-.,

!: TCAS :! Tcwo Tl, :. Cd', ... ..:'u ia s:'T'~ CWG .CAS:.L . .........••

•• ___________________ . . __________ .L_________ .••

Ahbildung 17-18 Stromwege beim Umladen von Kabel- und Motorkapazität (p: Filter)

17.4

Weitere Maßnahmen

Man muss sich der Tatsache bewusst sein, dass eine Energieübertragung auch in leistungselektronischen Einrichtungen allein über elektromagnetische Felder erfolgt. Sämtliche strom- und spannungsfiihrenden Konstruktionseleroente (Kabel, Leitungen, ... ) dienen (nur) der Feldfiihrung. Mathematisch winl dieser Zusammenhang durch das Vektorprodukt von elektrischer Feldstärke g und magnetischer Feldstärke H, dem Poynting-Vektor S. nach GI. (17-12) beschrieben. Dieser Vektor beschreibt die Leistungsdichte in einero Raumpunkt.

S=EXH

.W

m m'

(17-12)

Abb. 17-19 zeigt beispie1haft zwei stromdurchflossene Leiter im Abstand d, zwischen denen die Spannung U herrscht.

17.4 Weitere Maßnahmen

325

Abbildung 17-19 Poynting-Vektor !i Das Potenzial spannungsfiihrender Teile wird durcb ideale Scbalter mit Steilheiten bis zu 20 kV/~s gesteuert. Ferner treten Stromänderungsgeschwindigkeiten bis ca. 1 kA/~s auf. Unter diesen Bedingungen kann sich das elektromagnetische Feld vom Leiter ablösen und als Radiowelle ausbreiten. Hierin liegt ein besonderes Problem beim

Einsatz moderner Bauelemente. Schirmung sowie Erdung müssen äußerst sorgfältig erfolgen.

Die übertragene Leistung P erhält man durch Integration der Leistungsdichte :i. über die Querschnittsfläche A des von den Leitern erzeugten elektromagnetischen Feldes.

P =

f S. A

dA

(17-13)

Zwar ist das elektromagnetische Feld immer vorhanden, bei geringen Betriebsfrequenzen oder Gleichgrößen tritt es im Allgemeinen nicht störend in Erscheinung. Durch hochdynarnische Schaltvorgänge in leistungselektronischen Einrichtungen machen sich störende Einflüsse zunehmend bemerkbar. Bei ungünstiger Anordnung von Komponenten, wie z. B. Sensoren, sind diese direkt dem hochfrequenten elektromagnetischen Feld ausgesetzt, d. h. sie werden kapazitiv und induktiv beeinflusst. Während sich eine kapazitive Beeinflussung bei Leitungen durch eine mehrfach geerdete Schirmung weitgehend ausschalten lässt, muss der Ableitstrom der Schirmung unschädlich abgeführt werden. Ein besonderes Problem besteht hier bei der Wicklungsisolation eines Motors. Verschiebungsströme durch hohe Spannungssteilheiten lassen die Isolation vorzeitig altem und verursachen Lagerströme, wodurch die Laufgüte und Lebensdauer der Kugellager reduziert wird. Die von Leitungen gespeicherte magnetische Energie muss bei Schaltvorgängen sehr schnell geändert werden. Hierbei können zerstörerische Überspannungen an den aktiven und passiven Bauelementen entstehen. Der Aufbau eines Stromrichters muss daher äußerst induktivitätsarm erfolgen. Hin- und Rückleiter sollten so eng wie möglich beieinander liegen, Leiter sind zu verdrillen oder als Schienen auszuführen. Nur durch diese Maßnahmen kann die Schaltleistung moderner Leistungshalbleiter überhaupt ausgeschöpft werden. Beim Aufbau einer Stromrichterschaltung bieten Halbleitennodule Vorteile, da durch die modulinterne Zusammenfassung und Verbindung mehrerer Halbleiter in einem Gehäuse auf eine externe Verbindung verzichtet werden kann. Die Energioübertragnng erfolgt im Idealfall nur zwischen den Stromschienen, also in einem sehr engen Spalt (d in Abb. 17-21). Bei gleichem Leiterquerschnitt haben eng aneinander liegende Stromschienen im Vergleich zu Runddrähten, je nach Seitenverhältnis eine bis zu 90 % reduzierte Induktivität. Bezieht man die Induktivität L auf die Länge I, so erhält man fiir parallele Runddrähte nach Abb. 17-20 die GI. (17-14) und fiir Stromschienen nach Abb. 17-21 die GI. (17-15).

326

17 Leistungselektronik und EMV

Runddrähte:

E..ln(2.~) in H

L

I

t

(17-14)

m

D

TI

Abbildung 17-20 3 ..................................... .

Iili. m

2 -

Uingenbezogene Induktivität voo parallelen Runddrähteo nach GI. (17-14)

Es gilt:

o1-----,---,--------,---1 5

10

d

->I D

50 100 dlD-

Verschienung: L

2·E.·ln(1

I

TI

+

I

H

a) in m I + b

~-----::..-'-b

t

d«b und d«a

Abbildung 17-21 0,3

Uingenbezogeoe InduktivitätL nach GI. (17-15) voo parallelen Stromschienen

Iili m

(17-15)

0,2

0,1

(a·b ~ konstant)

o f - - ' I----,----,----'''1 I

5

10

50 100 a/b-

Hinweis: Der effektive Leiterquerschnitt wird durch die frequenzabhängige Strom-Eindringtiefe I) beschrieben. Bei der Eindringtiefe I) ist die Stromdichte im Leiter auf ein e-tel (~37 %) abgefallen. Die Eindringtiefe I) berechnet sich nach GI. (l7-16) (Skin-Effekt, [26]). ö _

~

-

2 "'!-10

w = 2TIf I.L : magnetische Permeabiltät des Leiters CI : elektrische Leitflihigkeit des Leiters

(17-16)

Für einen langen runden Kupferleiter ergibt sich z. B. bei einer Frequenz vonf= 50 Hz eine Eindringtiefe von I) ~ 9,5 mm, bei I MHz beträgt I) nur noch 67 !-Im.

327

18 Gleichspannungswandler Zur Anpassung einer Spannungsquelle an einen Verbraucher mit geringerer Spannung kann man einen einfachen Spannungsteiler verwenden. Wegen des ungünstigen Wirkungsgrades ist diese Maßuahrue jedoch auf kleine Leistungen beschränkt. Legt man Wert auf einen hohen Wirkungsgrad, was besonders bei batteriebetriebenen Geräten der Fall ist, oder benötigt man höhere Leistungen, so erfolgt die Spannungswandlung durch periodisch schaltende Wandler. Als Schalter kommen fiir Leistungen bis ca. I kW iro Allgemeinen MOSFET-Leistungstransistoren zum Einsatz. MOSFETs ermöglichen Schaltfrequenzen »100 kHz. Die komplette Baueinheit eines schaltenden Spannungswandlers wird als Gleichspallllullgswandler bezeichnet. Nachfolgend werden die verschiedenen Prinzipien der Wandlerschaltungen vorgestellt.

18.1

TiefsetzsteUer u2 U\

U2 =8' Ul s~1

-

s~O

o

~ttelwertJ TE

f-

U2 t

-T

Abbildung 18-1 Prinzip des Tiefsetzstellers

Das Prinzip eines schaltenden Spannungswandler zeigt Abb. 18-1 am Beispiel des Tiefsetzstellers. Der Schalter S stellt am Ausgang der Schaltung eine pulsierende Gleichspannung U2 zur Verfiigung. Der Schalter S arbeitet periodisch mit der Periodendauer T und wird mit der Schaltfunktion s beschrieben (siehe Tabelle 13-1), die Einschaltzeit ist mit TE angegeben. Die Spannung U2 wechselt mit der Schaltfunktion s zwischen u\ (s ~ I) und 0 (s ~ 0). Die Gleichspannung U2 erhält man als zeitlichen Mittelwert von U2 nach GI. (18-1).

TE mit: Aussteuerung a ~ T

18.2

(18-1)

Ausitihrungsbeispiel zum TiefsetzsteUer Abbildung 18-2

---, iD

S

T

D

Schaltermodell und praktische Ausfiihrung des Umschalters mit Transistor und Freilaufiliode fiir i2 ::" 0

In der Praxis treten parasitäre Induktivitäten auf, die fiir die Funktion der Schaltung berücksichtigt werden müssen. Man kann von I nHImm Leiterlänge ausgehen. Nachfolgende Schaltung zeigt Induktivitäten auf der Gleichspannungsseite, iro Transistor und in der Diode. J. Specovius, Grundkurs Leistungselektronik, DOI 10.1007/978-3-8348-8270-7_18, © Vieweg+Teubner Verlag | Springer Fachmedien Wiesbaden GmbH 2011

18 Gleichspannungswandler

328

Berücksichtigung parasitärer Induktivitäten:

La : Leitungsinduktivität (I IlH I m) LT: Emitterinduktivität (10--20 nH) LD : Diodeninduktivität (5-10 nH)

a)

c)

b)

iD iD

h

Die graue Fläche soll so klein wie möglich ausfalleo! T sperrt, die Freilaufdiode D leitet, U2 "0.

T schaltet ein, i2 wird langsam von T übernommen. Die max. Stromsteilheit ist durch rL im Stromkreis bestionnt.

SiC-Diode

~\ S~Diode

IRM*

0/

t

Die Rückstromspitze I RM der Freilaufdiode D belastet deo Transistor zusätzlieh. Der Stromabriss erzeugt Überspaonungen.

Zur Senkung der Schaltverluste und Vermeidung von Überspannungen ist zu beachten: •

Ein zusätzlicher Kondensator C unmittelbar arn Kollektoranschluss des Transistors T zur Kompensation eingangsseitiger Leitungsinduktivitäten (La)'

•

Der Transistor T und die Diode D sind so eng wie möglich beieinander anzuordnen, besser verwendet man ein Modul zur Vermeidung unnötiger Verdrahtungsinduktivitäten.

•

Die Leitungen zwischen Kondensator C und Diode D sind als großflächige, enge Schienenpaare auszufiihren damit die aufgespannte Fläche (in b) grau dargestellt) minimal ist.

Besonders kritisch ist das Abschaltverhalten der Freilaufdiode D. Die Dioden-Rückstromspitze iRM muss vom Transistor T geschaltet werden und verursacht hohe Schaltverluste. Hierdurch wird die Schaltfrequenz begrenzt. Bei der Dioden-Auswahl muss daher besonders auf iRM geachtet werden. Es gibt seit einiger Zeit SiC-Dioden, die sich hinsichtlich der geringen Rückstromspitze sehr gut fiir diese Anwendungen eiguen (c) und hohe Schaltfrequenzen zulassen. Derzeit ist aber nur ein SiC-Diodentyp im Handel (siehe Tab. 5.1).

18.3

GleichstromsteUer Abbildung 18-3 Gleichstromsteller mit passiver Last D: Freilaufdiode

L: Glättungsinduktivität

Wendet man den Tiefsetzsteller auf eine ohmsch induktive Last art, so kann mit dem Schalter S in der Schaltung nach Abb. 18-3 der Gleichstrom id gesteuert werden. Diese Schaltung ist durch zwei Arbeitstakte des Schalters S gekennzeichnet. Ist der Schalter S geschlossen (Stel-

18.3 Gleichstromsteller

329

1ung 1 in Abb. 18-1), so wird der Gleichstrom id von Uo aufgebaut. Der Gleichstrom id wird beim ersten Schaltvorgang durch G1. (18-2) beschrieben.

. Uo L mtt: 10 = R und T = R

(18-2)

Den Gleichstromverlauf zeigt Abb. 18-5. Wird der Schalter S bei 1 = 11 geöffnet (Stellung 0 in Abb. 18-1), so fließt der Strom id über die Freilaufdiode D und die Spannung "2 ist Nul1. Der Gleichstrom id fällt nach G1. (18-4) vom Aufangswert lt ausgehend auf Null ab. Durch Wiedereinschalten von S bei 1 = 12 kann id nach G1. (18-4) wieder aufgebaut werden. Bei 13 wird der Schalter wieder geöffnet. (18-3)

(18-4) Der Gleichstrom id verläuft exponentiell zwischen den Grenzwerten 11 und h. Die Differenz

lt - h wird als Schwankungsbreite t.id bezeichnet.

(18-5) Die Zustiinde (Aufladen (s = 1) und Entladen (s = 0) der Speicherdrossel L) zeigt Abb. 18-4. Arbeitstakt: Aufladen, "2 = Uo, S = 1

Arbeitstakt: Entladen, "2 = 0, S = 0

Abblldung 184 Arbeitstakte eines Gleicbstromstellers

u, i "2

11

1 S=l Is=o 1 --

-- -- --,------,--- --------------------

..

Abblldung 18-5 S1romverlauf eines Gleichstromstellers mit passiver Last (TL < 1)

330

18 Gleichspannungswandler

Zur Bestimmung der Schwankungsbreite Aid wird h und 12 (oberer und unterer Grenzwert des Gleichstromes iM berechnet. Mit der Ausschaltzeit TA ~ T - TE folgt: TE

TE

I 1 = 10 (1 - e ~)

+

12 e ~

(18-6)

Durch Eiusetzen von lz formt sich GI. (18-6) um: TE

I1

=

10 ( 1 - e

~)

T

+ I 1e

(18-7)

~

Aus GI. (18-6) und (18-7) folgt fiir die Grenzwerte hund lz: TE

1- e

T ~

'T

10

1- e

1 ,-e----e'-;T::0

und

T

~

1 -e

'T

(18-8)

T

Die Eiuführung der Aussteuerung a liefert mit TE ~ a Tund TA ~ (1 - a) Tschließlich für die Schwankungsbreite Aid : aT

Aid(a) = 10

-(I-a)1: T 'T+eT

l-eT-e

T

1- e ~ Den Verlauf von Md iu Abhängigkeit von der Aussteuerung a zeigt Abb. 18-6 iu normierter Form für konstante Schaltfrequenzfs bei nicht lückendem Strom. Bei a ~ 0,5 ist Md maximal, so dass dieser Aussteuerungswert Grundlage fiir eine Dimensionierung der Induktivität List.

t

Die maximale Schwankungsbreite Md wird um so kleiuer, je größer die Lastzeitkonstante t im Verhältnis zur Periodendauer der Schaltfrequenz T ist.

0,25 0,2

0,1

° Abbildung

18~

0,2

0,4

0,6

0,8 a

•

Schwankungsbreite Aid bei unterschiedlicher Schaltfrequenz fs

1

Der Glättnngsaufwand reduziert sich daher mit zunehmender Schaltfrequenzfs· Bei der Schaltungsentwicklung wird stets eiu Kompromiss zwischen den Schaltverlusteu des Schalters S, dem Abschaltverhalten der Freilaufdiode D und der Baugröße der Glättnngsmittel gesucht.

18.4 Gleichstromsteller mit aktiver Last

18.4

331

GleichstromsteUer mit aktiver Last

Als aktive Last wird eine Gleichstrommaschine angenommen. Es wird zwischen lückendem und nichtlückendem Betrieb unterschieden.

Laden (0 < I< (1)

-

..., Uo

i

S

j( )

L

~D

R

(

)1_

Uo

j(D

-

e

T

-

--

uL

id = id(/l)e

DP ( DIL

U2! L t-

L)

id

--------

S

t

= _0_(1 R

id ~

L

U21

U -e

d

ur.

........

Entladen (lI < I < (2)

t-

1 1

TL

R

- ~ (1 - e

1

1

TL )

R

"2=0

"2= Uo

Mit jedem Einschaltvorgang wird die Drossel L aufgeladen (positive Spannungszeitfläche in Abb. 18-7), bei geöffnetem Schalter wird die Energie wieder abgegeben (negative Spannungszeitfläche in Abb. 18-7). Der Gleichstromverlauf entspricht prinzipiell Abb. 18-17. Ist die Drossel jedoch entladen (i2 = 0), bevor der Schalter bei 1 = 12 wieder geschlossen wird, so bleibt der Gleichstrom bis zum Einschaltvorgang (bei (2) 0, man sagt, der Strom lüc1ct. Der Zeitpunkt ist in Abb. 18-7 mit IL gekennzeichnet. Im Lückbetrieb ist die Gleichspannung "2 gleich der Gegenspannung e. Zur Venneidung dieses Lückbetriebes ist die Taktfrequenz anzuheben (kürzere Entladezeit), die Induktivität L zu vergrößern oder ein höherer Mittelwert Id erforderlich. Speziell im Leerlautbetrieb einer Gleichstrommaschine, d. h. bei fehlendem Lastmoment, kann daher ein Lückbetrieb auftreten. Im Lückbetrieb setzt sich die Ausschaltzeit TA aus TA' (D leitet) und TA" (stromlose Pause) zusammen.

- 10

Freilsufdiode

~~

t j

I te I {o

TE

p

r--.-

p

Abbildung 18-7 Lückbetrieb, Strom und Spannung der Speicherdrossel

I

1

332

18 Gleichspannungswandler

Wird die Tiefsetzstellerschaltung nach Abb. 18-3 um einen Schslter (SG) und eine Diode (DG) erweitert, so kann der Gleichstromsteller auch fiir die Energierückspeisung eingesetzt werden. Die im Bremsbetrieb des Motors anfallende generatorisehe Energie kann in das Gleichstromnetz zurückgespeist werden. Der Gleichstromsteller erhält dadurch den bereits in Abb. 4-60 vorgestellten Briickenzweig. Im motorischen Betrieb wird die Schaltung als normaler Gleichstromsteller betrieben, SM taktet, SG bleibt gesperrt, die Diode DG ist stromlos. Im generatorisehen Betrieb wird nur SG getaktet, SM bleibt gesperrt.

• •

Ist SG geschlossen, so wird von der Motorspannung e in der Drossel ein Gleichstrom in negativer Richtung aufgebaut. Wird anschließend der Schalter SG geöffnet, so fließt id von der in der Drossel gespeicherten Energie getrieben zurück in die Gleichspannungsquelle. Die Spannung an der Induktivität addiert sich zu e, so dass "2 auf Uo angehoben ist. Die Schaltung arbeitet dann als Gleichspannungs-Hochsetzsteller. Die Energierichtung ist durch den negativen Gleichstrom umgekehrt. Abb. 18-9 zeigt die beiden Arbeitstakte im Rückspeisebetrieb. Brückenzweig

,··········································V

'DG

U. )

,Lid

[;';1 '"~) V1

......

U·)f

L

f- S L~ G ~

I'1

Index M: Motorbetrieb

~e

.------------------------------. DG

Rückspeisefähiger Gleichstromsteller

R

n. '".

id

R

r\ ) ~

Abbildung 180S

Index G: Generatorbe1rieb

DG blockiert, der Eingangsstrom ist unterbrochen, die Rotationsspannung e treibt einen Strom riickwärts durch die Drossel L. Dabei wird ein Teil der generatorisehen Energie in R in Wärme umgesetzt, der andere Teil in der Induktivität L gespeichert

(W ~ 1/2 L ii).

L aufladen

DG

.-4

L

~

Uo

1--T

I c f-

LI'

I

SG

1

id

R

'( )

je

Nach dem Öffnen von SG fließt der durch L eingeprägte Motorstrom nun über die Diode DG in das Gleichspannungsnetz. Die erforderliehe Spannungsanhebung auf Uo erfolgt durch die in L induzierte Spannung. Für den Fall, dass die Batterie nicht mebr aufuahmefähig ist, muss zusätzlich ein "Bremswiderstand" parallel zu SG vorgesehen werden.

Rückspeisung Abbildung 18-9 Rückspeisebetrieb des Gleichstromstellers

18.5 Lückbetrieb

18.5

333

Lückbetrieb

hn folgenden wird der Einfluss des Lückbetriebes auf die Ausgangsspannung des TiefsetzsteIlers mit aktiver Last nach Abb. 18-10 beschrieben. Abbildung 18-10 Tiefsetzsteller mit aktiver Last

Bei Berücksichtigung des Lückbetriebes treten insgesamt drei Betriebszustände auf:

während TE (laden, S leitet, D sperrt)

während TA" (lücken, S und D sperrt)

während TA' (entladen, S sperrt, D leitet)

. . . . . . _,. 4 . \

-

r

~, ~u, t

t

L:):i ...

: +.,:

~.......... ,

t

t Abblldung 1&-11 Betriebszuslände des Tiefsetzstellers im Lückbetrieb

Für den Lückbetrieb ist das Spannungsverhältnis U;/U, zu ermitteln. Dazu erfolgt zunächst die Berechnung der Stromhöhe I!.iL fiir den steigenden und fallenden Strom im Lückbetrieb. Die Stromhöhe !J.iL berechnet sich nach GI. (18-10) aus der an der Induktivität L liegenden Spannung "L' Die Ausschaltzeit des Transistors TA wird im Lückbetrieb in zwei Abschnitte unterteilt. Während TA' leitet die Diode, während TA" sperrt die Diode und der Strom ist Null. Es gilt: TA' + TA" = TA sowie TA + TE = Ts.

334

18 Gleichspannungswandler

mit

T '

mit

(18-10)

a'=~ Ts

Die Division der beiden ML-Beziehungen nach GI. (18-10) fiihrt auf einen Ausdruck fiir a':

=

U!

a

(--1)U2 a'

(18-11)

a'= Mit GI. (18-11) berechnet sich der Mittelwert des lückenden Stromes

_

'2 zu:

U! Ai 2 TE+T A ' Ai2 Ai 2 Ai2 U! )=-(a+a')=-(a+a(--l))=-a2 Ts 2 2 U2 2 U2

i =-( 2

(18-12)

Ersetzt man schließlich M2 durch G1. (18-10) für steigenden Strom, so folgt:

Ts U! a 2L (U! - U 2)'a U

2

=

a

2TSU!(U!-U2) U

---u:-

(18-13)

2

GI. (18-13) kann durch den iu G1. (18-14) ermittelten Maximalwert Ai2,max für TE = Tsl2 weilässt sich dann mit GI. (18-15) al1gemeiu berechnen.

ter vereiufacht werden. Der Mittelwert

'2

. U! - U 2 Aus A'2= L TE Ai 2 =

U!T S

-L-

(18-14)

a(1 - a)

2 U! 2Ai2,max a (U- -1)

(18-15)

2

Durch Umstellen von G1. (18-15) folgt die Spannungsgleichung für den Lückbetrieb: für

Ai 2,max 2

(18-16)

SeId IIIIID 12 - ~ /2 ein, tu c:obilt IIIIID mit 01. (18-17) die Betrieb deI TiefJetzIte11en an der Iiickgratze:

u,

I

U,

1+-

'"

Spemmwcidlunr fIlr den

I

(18-17)

,..'

,

!u,

•,

u,

• , ,

"~

",

,

,

, , , , ,

,

",--....

,

-

\.

"-/ /'

I

, ,

""d. ., L.l!..... !

'c , D==

I

..., ----- ---- ...,

~ '-.....

~"

o.~

0 .1 0 .1 0 .] 0 _' 0 .' 0 _" 0 .1 0 ." 0 .'

,

,-

im J/IeWendm UIId nichtlOckwnd"" BeIriob ImLllokbcbi!:bilt4ie Spanmma U, rImIlIII>-

hiDIiIr: mbiibI.

1.1 1-" L3 U

U

r,~lr.~n~·;~zt·" :

i ....-+... i

;;V~

! : ;;!iZ~ i--- TE-i

»

»

-

L

!~ i%~

Im liiekftdcn Betrieb Qt

, ",,

f.>-

LIIctiooI.1eb, TB

fnrU:z _ _

•

die A1I'II""P"Pmrnmll Ul 1l1li" ilx:r d.ic AulIsteuc:rung IJ I»-

Im LOckbetrieb verIDdem lieh die SpamIlllglWlhlltDil Ul iIt diam lUCb. _ _

Hiilu: deI OkidIt\roJJa -bhingill

336

18.6

18 Gleichspannungswandler

HochsetzsteUer

Soll die Ausgangsspannung U2 größer als die Eingangsspannung Uo sein, so wird in Abb. 18-14 mit Hilfe eines induktiven Energiespeichers L eine zusätzliche Spannung bereitgestellt, deren Wert sich zur Eingangsspannung Uo addiert. Dabei gibt es wieder einen Arbeitstakt zum Aufladen der lnduktivität und einen Arbeitstakt zum Entladen der lnduktivität. Am Ausgang bildet ein Kondensator C den Mittelwert der Spannung. Der Kondensator C wird über eine (Boost-)Diode gegen Entladung durch den Schalter geschü1zt. Die Ausgangsspannung Ud ist bei dieser Schaltung mindestens gleich der Eingangsspannung Uo. Zur Vereinfachung ist die Speicherdrossel L verlustfrei angenommen.

L: Speicherdrosse1 D: Boost-Diode C: Glättungskondensator

L

ud;:" U o

Arbeitstakt: Aufladen von L,

U2 =

0

Arbeitstakt: Entladen von L, u2 =

Ud

.............

uoj() LU2j~ Abbildung 18-14 Hochsetzstcller

Die Spannungs- und Stromverläufe der Speicherdrosse1 L zeigt Abb. 18-15. Der Mittelwert von i L ist so groß gewählt, dass kein Stromlücken auftreten kann. Die Kondensatoren sind so groß, dass Ud annähernd konstant ist und durch den Mittelwert Ud erse1zt werden kann.

iL

uL

Uo

Uo UO-Ud

t

TE T Laden

Entladen

Abbildung 18-15 Die Größen der Speicherdrossel bei unterschiedlichen Ausgaogsspannungen

t

18.7 Hoch-Tiefsetzsteller

337

Die Schwankungsbreite des Stromes iL lässt sich für den Lade- und Entladevorgang dann mit Gl. (18-18) beschreiben. (18-18) Durch Umformung folgt Gl. (18-19) für die Ausgangsspannung Ud'

1

.

nnt

Ud = U o' - -

1-a

18.7

TE

(18-19)

a =T

Hoch-TiefsetzsteUer

Damit die Ausgangsspannung auch für kleinere Werte als Uo eingestellt werden kann, muss die Hochsetzstellerschaltung entsprechend Abb. 18-16 abgeändert werden. Diese Schaltung erlaubt die Ausgangsspannung von 0 V an einzustellen. Wegen der gegenüber dem Hochsetzsteller geänderten Anordnung der Bauelemente ist die Ausgangsspannung jedoch invertiert. Ein typisches Anwendungsgebiet sind akkubetriebene Geräte, um die bei Lade- und Entladevorgängen schwankende Gleichspannung auszugleichen.

Uo j(

D

--

/1

I""

S

L

L: Speicherdrossel

-

D : : c l ud

i Arbeitstakt: Aufladen, u2 ~ U o

)

'd

...,

C: Glättungskondensator D: Boost-Diode

--

Arbeitstakt: Entladen, S

I""

S

Uol (

.

D

U21! L i

:~CfUd.

Abbildung 18-16lnvertiereuder Wandler

'd

uol (

u2 ~ -Ud ,'-'

D U21 ii LD::cfUd.

'd

Abb. 18-17 zeigt die Spannungs- und Stromverläufe der Speicherdrossel L für zwei unterschiedliche Ausgangsspannungen. Die Spannung u2 liegt unmittelbar an der Induktivität L und entspricht der Spannung uL in Abb. 18-14. •

Da der Energiefluss bei offenem Schalter S erfolgt, arbeitet diese Schaltung nach dem Prinzip des Sperrwandlers.

Die Schwankungsbreite des Stromes iL lässt sich für den Lade- und Entladevorgang bei idealer Glättung der Ausgangsspannung Ud, nicht lückendem Strom iL und verlustfreier Induktivität L mit Gl. (18-20) beschreiben.

338

18 Gleichspannungswandler

b)

Ud =-2

Uo

iL _=----------,r---. i L ... ···r···········

uL

i

Uo

Uo t

t

T-----I Laden I

Entladen

Abbildung 18-17 Strom- und Spannungsvcrlauf der Induktivität L

Durch Umformung folgt GI. (18-21) für die Ausgangsspannung Ud.

a

Ud=U.-o l-a

t

. TE mlt a-

(18-21)

-T

3

Abbildung 18-18 Normierte Darstellung der Ausgangsspannungen 1: Tiefsetzsteller

2: Hochsetzsteller 3: Hoch-Tiefsetzsteller

1

I

°

0,25

0,5

Aussteuerung:

1

0,75

a-

339

18.8 Sperrwandler

18.8

Sperrwandler

Führt man die Speicherdrossel L in der Schaltung nach Abb. 18-16 mit 2 Wicklungen aus, so arlJeitet sie als Speichertransformator T, und man erhält deo Sperrwandler nach Abb. 18-19. Beim Sperrwandler ist für jeden Arbeitstakt eine Wicklung vorgesehen. Die Primärwicklung NI dient zum Aufladen der Induktivität LI> die Sekundärwicklung N2 dient zum Entladen. Somit sind beide Wicklungen nur abwechseInd stromfiihrend. Die Schaltung ist nicht leerlauffest. Die magnetische Kopplung der Spulen des Speichertransformators sollte ideal sein, damit es bei Schaltvorgängen nicht zu unerwünschten Überspannungen durch die Streuinduktivitäten kommt. Durch die galvanisch getrennten Wicklungen steht eine potenzialfreie Gleichspannung zur Verfügung. Durch zusätzliche Sekundärwicklungen können weitere potenzialfreie Gleichspannungen generiert werden, deren Spannungsverhältnis über das Windungszablenverhältnis der Sekundärwicklungen bestimmt ist. In Abb. 18-19b sind die Ströme und Spannungen des Speichertransformators T dargestellt. Die Höhe der Schalterspannung Us ist vom Windungszahlenverhältnis mitbestimmt. Anwendungsbereiche des Sperrwandler sind z. B. Kfz-Zündanlagen, die Energiesparlampe oder ein Pe-Netztei!.

-

a)

b)

Us

-----, S NI •

UO! (

D

UI!

T

:! i '.

C

U2:~

R

il i T'2 D

t

TE

2

2

I

I,AV

Ausgangsspannung:

U o TE L 2T I s

=--

Ud = ~Uo'II,Av'R

- .. t T

S

uo! ( )

ul

id Arbeitstakt: Aufladen

•

•

t

N2

I I

Ud;1

2

l

U'II I

I

, t

Uo

• t

I

N

2 uON I

• t

Strom- und Spannungsverlauf des Speichertrafos ~.

,

. i20/' D

~ !

;n I.

NI Schalterspannung(AUS): Us = U o - U2'Jr

T •

t;::;NI~

i2

Ud

(.: Wicklungsanfang)

Eingangsstrom:

28. J~~:~: Al!.~. . . ..

.N2

u2: :

c

!

Ud

-----,

ul

~ i

i, i

l'

Arbeitstakt: Entladen

Abbildung 18-19 Sperrwandler (idealisiert, Betrieb an der Lückgrenze,

~

• Ji2~D

S

uo!( )

T

Ud konstant)

t

u2 :

~

!

Ud

c

340

18.9

18 Gleichspannungswandler

Durchflusswandler

Beim Schsltungskonzept des Durchflusswandlers nach Abb. 18-20 dient der Transformator Tr nicht als Energiespeicher wie beim Tiefsetzsteller, sondern nur zur Potenzialtrennung und der Spannungsanpassung. Zur Venneidung der magnetischen Sättigung des Trafo-Eisenkerns ist jedoch eine zusätzliche Wicklung fiir die Entmagnetisierung erforderlich. Bei abgeschsltetern Transistor T fließt der Magnetisierungsstrom über die Diode D 3 zurück in den Eingangskondensator CE und baut die magnetische Energie im Trafokern ab. Im Stromnulldurchgang ist die magnetische Energie im Transformator abgebaut und D 3 sperrt. iD3 Tr iDl Dl iLS

D3 iT UE

1

CE TJ

) Us

D2

Ls

CA iD2

Abbildung 18-20 Durchflusswandler

~UA

RL

) UDS

Wenn T eingeschaltet ist, wird Energie auf die Sekundärseite übertragen. Schaltet Tab, so sperrt D 1 und die Energieübertragung ist beendet. Die Entmagnetisierung von Tr erfulgt über D3' iLS fließt über D2 weiter. • Der Transformator Tr wird mit einem magnetischen Gleichfeld beansprucht.

Abbildung 18-21

UDS

t

Ströme und Spannungen des Durchflusswandlers ill : Magnetisierungsstrom

t t iOl

t

t t

t Wird in der Schaltung nach Abb. 18-20 die Diode D3 durch einen weiteren Transistor (TI) ersetzt, so kann der Primärstrom auch seine Polarität wechseln, wodurch der Kern mit einem magnetischen Wechselfeld belastet ist. In diesem Fall werden beide Transistoren im Gegentakt betrieben, weshalb dieser Wandler nach Abb. 18-22 auch als Gegentaktwandler bezeichnet wird. Auf der Sekundärseite findet über eine Mittelpunktschaltung bei jedem Arbeitstakt eine Energieübertragung statt. Bei symmetrischer Steuerung der Transistoren Tl und T2 kann sich kein magnetischer Gleichfluss im Kern entwickeln, und eine Sättigung wird vennieden. Der Transfonnator Tr ist besser ausgenutzt als beim Durchflusswandler, so dass bei gleicher Transformator-Baugröße mit dem Gegentaktwandler höhere Leistungen realisierbar sind.

18.10 Schaltnetzteile

341 Tr

Abblldung 18-22 Gegentaktwandler Die Gleichrichtung erfolgt wegen der

D4 Ls '-H>I---' iD4

r".

geringen Durchlassvcrlustc mit einer

RL UJ>S2

Mittelpuoktschaltung (D3' D.)

CA

Der Transfonnator wird mit einem Wechselfeld beansprucht.

Tl D1 T2 D2

Abblldung 18-23 Ströme uod Spanuuogen des Gegentaktwandlers

t UDSl

t

Beide Transistoren arbeiten im Gegentakt uod habeo gleiche Einschaltzeiten. Ts: Periodeodauer der Schalt-

frequenz eines Transistors

iTl,2 ~--~--~--~--~--~--~--~-t~

t iD4

t

t

18.10

Schaltnetzteile

Aus Gründen der Betriebssicherheit wird von Netzteilen im Allgemeinen eine Potenzialtrennung gefordert. Den Aufbau eines einfachen linear geregelten AC-DC-Netzteiles mit Eingangstransformator zeigt Abb. 18-24. Der Stelltransistor T steuert die Ausgangsspannung UA nach dem Prinzip eines ohmschen Spannungsteilers. Die Spannungsdifferenz AU = UE - UA fiillt arn Stelltransistor T ab und wird in Wärme umgewandelt. Netzteile mit linearen Stellgliedem haben daher stets einen schlechten Wirkungsgrad. Abhilfe schafft da ein getaktetes Netzgerät. Tauscht man in Abb. 18-24 den linearen Spannungsregler z. B. gegen einen getakteten Tiefsetzsteller nach Abb. 18-2 aus, so erhält man ein Schaltnetzteil. Da sich der getaktete Spannungsregler auf der Sekundärseite des Transformators Tr befindet, bezeichnet man diese Schaltnng als sekundärseitig getaktetes Schaltnetzteil.

342

18 Gleichspannungswandler

Tr

G

linearer Spannungsregler

Abbildung 18-24 AC-DC-Wandler (Netzteil) mit linearem Spannungsregler

18.10.1

Sekundär getaktetes Netzteil (AC-DC-Wandler)

Das Beispiel eines sekundär getakteten Schsltnetzteiles, bestehend aus Transformator Tr (potenzialtrennung und Spannungsanpassung), ungesteuertem Gleicbrichter G und Tiefsetzsteller zeigt Abb.18-25. Der Transformator Tr ist für die Netzfrequenzjj auszulegen. Tiefsetzsteller

Tr

G

············'f···············Ls········1

Abbildung 18-25 AC-DC-Wandlermit sekundärer Taktung (Tiefsetzsteller)

-*+ D • ___________________________________________ J

Der Transistor T wird als Schslter betrieben, so dass nur die Verluste des Schalterbetriebes (Durchlass- und Schaltverluste) entstehen. Die Differenz von Ein- und Ausgangsspannung wird nicht in Wärme umgewandelt. Ein getaktetes Netzteil hat einen hohen Wirkungsgrad.

18.10.2

Primär getaktetes Netzteil (AC-DC-Wandler)

Bei primärer Taktung erfolgt die transformatorisehe Potenzialtrennung mit der hohen Schsltfrequenz Is. Dazu formt z. B. ein Sperrwandler die gleichgerichtete Wechselspannung mit der Taktfrequenz/s um. Durch die im Vergleich zur Netzfrequenz jj hohe Schsltfrequenz erhält man wesentlich kleinere und leichtere Transformatoren als bei den sekundär getakteten SchsltAbbildung 18-26 ACDC-Wandler mit primärer Taktung

(Sperrwandler)

netzteilen. Auf der Sekundärseite erfolgt mit D, die Gleicbrichtung der hochfrequenten Wechselspannung mit anschließender Glättung. Die primäre Taktung ist für primäre Gleich- und Wechselspannungsnetze gleichermaßen geeignet (Universalnetzteil). Durch den Einsatz unterschiedlicher Wandlertypen existiert eine große Anzahl von Schsltungsvarianten [21].

18.10 Sehaltnetzteile

18.10.3

343

ElektrooDeher TraDJformator (AC-AC-WlUldler)

Verzichtet man in der Gegentaktwandlersc:haltung nach Abb. 18-21 auf die sckundlirscitige Gleichrichtung und werden die primlrscitigen Schalttransistoren im Gegentakt geschaltet, 110 steht am AmIgang eine hochftcquente Wecll!Iebpanmmg"s nach Abb. 18-27b zur Verfagung. Der Scheitelwert dieser WechselspBmL1lDg folgt der Kurvenform der NetzspBmL1lDg !IN und ist mit dem ~tnis des TraIIlIfoIIllldurll sblicrt. DeIartige SclJaHnetzteil. werden all ek/ctroItischo 'l'rtuJsftmnatw bezeichnet und häufig für Bekuchtungszweeke als 230 VlI2 V-Transformator eingesetzt. Wegen da-hoch:ftequenten Spannung"s sind für die Leitungsverlcgung besondere Richtlinien ZU beachten Speziell für Be1euchtungszweck werden die Niedervoltleitlmgen daher zur Venneidung von emv-ProbIcmcn fertig konfektioniert geliefert. Abb. 18-27& zeigt den Verlauf der NetDpanmmg !IN, deI!I llinganpstromea ~. Abb. 18-27b zeigt in gede\mtem Maßstab die Ausgangsgrößen "s und Es eines hmdelJl1h1ichen 100 WNetzgerites. Der Netutrom iN ist durch ein Ejngangsfilter geglättet. Die Periodendauer daAusgangsspannung "s ~ ca. SO JlS ents~cmd einer Schaltfrequenz von 20 kHz. Die Amplitude von"s folgt dem sinusftirmigen Vedaufda- SO Hz-Netztpmmung UN (Us - 12 V) .

•

)

b) I

LJ ~

l.,.--

• PaIsgleicluichter Im Folgenden IIOll verdeutlicht werden, wie der Gleichspamrungl-Hochse1meller nach Abb. 18-14 ZIDD. Wechselspsnnunga-Pulsgleichrichter mit 4-Quadrantenbe1rieb und einstellbarem coa ("') umgebBUt werden kann. Das gleiche Prinzip wird auch bei Drcllstromscllloltungen angewendet und dort als Aetive Frcmt End (APE) bczcielmct. Beim AFE cntfillt wegen da- 3phasigen Einllpeisung im Zwiscllenkreis die Wecllsels1romkomponente 2-faeher Ne1z:frequenz (IN). Das Grundprinzip der aldiven PFC-Schaltung wurde ~ts in Kap. 10.2.2.2 mit den Zeigerdiagrammen da- Netzgrö&n vorgestellt. 18.10.4

Dnreh die schaltende Arbeitsweise 1Ieten S1rom-Obemchwingungen au( die insbesondere bei geringen Takdi-equenzen Is eine Beachtung (Filter) c:rfordem. Im Frequenzspektrum liegen diese Oberschwingungen bei den F'requenzeniinach OL (18-22). (vgL Abb. 15-5).

I1

-

m-fs

± n·/N mit m-l,2,3 ... und n-I,2

(18-22)

In Abb. 18-29 ist der S1romver1auf für einen 3-phasigen Pulsglcichrichter mit ll-fach-Taktung am SO Hz-Netz dargestellt (fs = 11·50 Hz = 550 Hz).

344

18 Gleichspannungswandler

I) Hochsetzsteller

Hochsetzsteller für Gleichspannung. Die Speicherdrossel Ls befindet sich auf der Gleichstromseite, die Aufladung von L s erfolgt durch Uo (Kurzschluss). Es gilt:

Ls R

Ud>UO

2) Pulsgleichrichter

R

3) Pulsgleichrichter

R

Wie unter 2), aber L s liegt auf der Wechselstromseite (AC-Drossel). Die 2 Schalter arbeiten abwechselnd Ge Halbschwingung von us) d. h. jeweils mit halber Schaltfrequenz. Nur 2 Ventile in Reihe, daher für hohe Leistungen geeignet.

R

Durch 2 zusätzliche Schalter kann die Aufladung der Speicherdrossel jetzt auch mit der Gleichspannung Ud erfolgen, wodurch ein 4-Quadrantenbetrieb möglich ist. Der cos ("') kann beliebig eingestellt werden. Die Höhe der Gleichspannung kann auch bei schwankender Netzspannung sichergestellt werden. Netzstromverlaufsiehe Abb. 18-29.

Ls

4) 4-Quadrantensteller (------------- ..,.. ----

iS

Ls

.........• ................. J

_5ms_

Ergänzt man die Schaltung 1) um einen Eingangsgleichrichter, so erhält man den Pulsgleichrichter. Jetzt gilt: Ud> üs. Die Aufladung von L s ist nur über Us möglich (Netzkurzschluss). Durch sinusförmige Steuerung der Schaltzeit wird ein sinusförmiger Strom konstanter Phase erreicht (aktives PFC-Netzteil). Immer 3 Ventile in Reihe (Verluste!)

Abbildung 18-28 Entwicklung des Vierquadrantenstellers

iS

A~

~

~V

An ' TN

I

~~

.,

An

~ I

1

Abbildung 18-29 Netzstrom bei II-fachTaktung (ungefiltert)

t

Netzfrequenz 50 Hz, Taktfrequenz 550 Hz

18.10 Schaltnetzteile

18.10.5

345

Kontaktlose Energieübertragungssysteme

Für viele transportable Geräte wie z. B. Handy oder Notebook besteht der Wunsch nach einer kabeHosen Stromversorgung. Physikalische Grundlage einer derartigen ,,kontaktlosen" Energieübertragung ist die induktive Kopplung. Eine vom Strom i\ durchflossene Spule 1 erzeugt den magnetischen Fluss 01>10 wovon der Anteil 01>2\ Spule 2 durchsetzt (Abb. 18-30). Das Verhältnis 01>2\/01>\ wird als Koppelfaktor k bezeichnet (0 :'0 k :'0 1). Diese Anordnung bildet einen Transformator, bei dem beide Spulen über einen guten magnetischen Leiter, den EiSpule 2 senkem, magnetisch gekoppelt sind und räumlich eng beiein ander liegen. Der Koppelfaktor einer solchen Anordnung liegt nahe 1. Bei einer kontaktlosen Energieübertragung sind Abblldung 18-30 Schematische beide Spulen im Allgemeinen räumlich getrennt und haben Darstellung zur magnetischen keinen gemeinsamen Eisenkern, weshalb beide Spulen nur Kopplung "lose" gekoppelt sind (k« 1). Das elektrische Ersatzschaltbild entspricht aber weiterhin dem eines Transformators. Die lose Kopplung hat eine große Streuinduktivität zur Folge, wodurch die Ausgangsspannung stark lastabhängig wird und die Anordnung in dieser Form fiir eine Energieübertragung ungeeignet ist. Kompensiert man jedoch die Streu- und Hauptinduktivitäten über eine geeignete Kapazität, so ist diese Lastabhängigkeit aufgehoben, wenn Spule 1 über einen Wechselrichter mit der Resonanzfrequenz dieser Anordnung betrieben wird (Prinzip des "Tesla-Transformators").

I

kontaktloser Rasonanzübertrager

1T

Spule 1

Spule 2

Wechselrichter

Abblldung 18-31 Prinzip einer kontaktlosen Energieübertraguog

Die Ausgangsspannung kann entweder direkt mit dem Verhraucher wie z. B.einer Glühlampe verbunden sein oder steHt über einen Gleichrichter eine Gleichspannung z. B. zum Laden eines Akkus zur Verfiigung. Die Betriebsfrequenzen liegen zwischen 20 KHz und 10 MHz. Ändert sich die relative Position und Orientierung beider Spulen, so ändert sich der Kopplungsfaktor und damit die Resonanzfrequenz der Anordnung. Der Wechselrichter muss die Betriebsfrequenz automatisch nachführen und wird bei höheren Frequenzen vorzugsweise in MOSFETTechnologie ausgeführt. Befindet sich kein Sekundärteil (Spule 2) im magnetischen Feld, muss dieses abgeschaltet werden (z. B. Ladegerät). Begrenzend auf die Übertragungseigenschaften wirken sich die parasitären ohmsehen Widerstände aus, deren Wert info1ge Skin-Effekt frequenzabhängig zunimmt. Beim praktischen Einsatz von Geräten mit induktiver Energieübertragung sind Grenzwerte entsprechend DIN EN 62311 zu beachten.

18.10,6

E:aeqiaparlampen

18.10.6.1

L1mptIJa-LcuchtstoJfltzmpa Bino KOIßP"kt-LeuchIltoHlampe setzt Iidi l1IS meIIrenm bcnitII Mn""'twJ itompoDeJItlII zu............ Dm typiBchc:n Aulbu. ~ Abb. 111_32. Die Ri"ll""lP'ochall1mg C1111picht der in XapOlIO ~ ~tuag (aktift PFCSdIIituag). Der IUlgaapseitip HF_~ bcltcht Da zwei im Gc:pntakt ubc:itmdcn MOSFET (Tl, 1'3), dic iibcr eine Serien-lIe1'ooanz ~te1Il) dic BmmIpmmmg der LeuchtrlSln eaeugm. Dill: LImpl2Wrumpulsiatim~ 20 ... 50 kHz.

Die elektrjocb'" Gri!BeD. einer )andelsObJic:hen J'ornpoIkt-LeuchIltoHlampe aiad in Abb. 18-33 duptclll Der Nclzllboom oziat bei.n.n derzeit vcrfiigbmcn I-npcn dc:D ~!)pi_ lCbea Veriluf. Diuer Veriluf IDIISS beim &SItz von Glf!bJunpen durch EmqieIpcIunpen h!:njc:bic:htigt wcnIm.. Ein EimchaItvorpng reduziert die Lcbcmd."crlllD 2 - 5 Sbmdcn (dic ZIDdIpImumg l&t (1pIIItlert) FJ&IdrodemDaterill her-, ~ lieh mit dem QueckIilbel: vabindct). Am dicKm Effi:kt b.icrt dic VOD dc:D Haotclla::n msqdx:nc TrJ.cn"k"'T vtnI JOOOh bis 10000 h. Diele Werte beziehen D:h mfS ScJwlhmgen am Tag d. h. em... 3-StundI:II. Zyldlll (165 Minuten .,e:ID'" 15 Minuten"IUI"). Da- volle Lichtattom (d. h. 90 %) lteht ent DICh eiMr AvfWIrmze:it va:! 1 - 3 Mlnulm zur Verfi1cuDc. WIbmId der Lelo..,dlllM" reduziert lieh dic LiOOttmheute ktmtinui«Iid:L Wegen ckt- hohm Sdwktoflbelaatwlg (u.L

Qucd<Jilbel:) -vcn ddcktc Kompü:t-LeuchIItofBampc Ih StmdcrmilIl bch·ncklt Die 1Jchta..1beute(E:D«gieefflzi) liest bei ca. 6OlmIW. Vergleio:h: Gliihbimoca. 13lm1W)

NctzopauuuDa: lIJi lIDIi 1Irom. ~ einer 20 W KMnfII""P" ~)

otu= 100 V IIm 111(.

SOO!DA I DiY

18.10 Schaltnetzteile

18.10.6.2

347

Leuchtdioden (LEDs)

Wesentlich umweltfreundlicher als Kompakt-Leuchtstoftlampen sind Energiesparlampen auf LED-Basis. Die Gründe, die für eine Beleuchtung aufLED-Basis sprechen, sind:

» » » »

Hoher Wirkungsgrad, Lichtausbeute ca. 30 1m/W « 150 lm/W) Sofort volle Helligkeit (keine Aufwärmzeit), farbig oder weiß Höhere Lebensdauer (ca. 50 000 h, stromabhängig) Mechanische Rohnstheit (günstig für portable Geräte)

LEDs erzeugen Photonen (Licht) durch einen direkten Übergang der Elektronen vom Leitungs- in das Valenzband. Der pn-Übergang wird dafür im Gegensatz zu nonnalen pn-Dioden nicht aus Silizium, sondern als sogenannter ill- V-Verbindungshalbleiter auf GalliumarsenidBasis hergestellt (Verbindungshalbleiter werden zuje gleichen Teilen z. B. aus einem Element der ill. und der V. Hauptgruppe gebildet). Die Vorwärtsspannung ist von der Photonen-Energie, d. h. von der Lichtfarbe bestimmt und liegt im Bereich 1,5 V (Infrarot) und ca. 4 V (Ultraviolett). Die Farbeinstellung erfolgt bei der Herstellung der Halbleiter-Zusammensetzung z. B. durch die Zugabe von Phosphoratomen. Die Sperrspannung ist mit ca. 5 V relativ gering [31]. Um den hohen Wirkungsgrad einer LED als Lichtquelle voll auszunutzen, werden Ansteuerschaltungen mit einem optimal angepassteu Wirkungsgrad benötigt. Die Austeuerschaltung muss die LED mit einem konstanten Strom versorgen. Abb. 18-34 zeigt als Anwendungsbeispiel die Schaltung für eine Display-Hintergrundbeleuchtung (LED-Backlight). Boost Regulator

PWM-Current Source

.,._-------_ ... __ .. ., LED String 1111 "'11 .,.11 11.,.

'

Abbildung 18-34 Anwendungsbeispiel: Display Hintergrundbeleuchtung in LED-Technologie LEDs werden hier mit Strömen zwischen 10 mA - 100 mA

._-_ ................. LEDArray

betrieben (bis zu 20 LED je String in Serie).

Für eine gleichmäßige Ausleuchtung wird eine große Zahl an LEDs schachbrettartig angeordnet. Abhiingig von der Bildschimgröße sind z. B. 80 LEDs für einen l4"-Bildschirm erforderlich. Damit alle LEDs mit gleicher Helligkeit bzw. Farbe leuchten, müssen sie mit gleichem Strom betrieben werden. Dazu bietet sich eine Reibenschaltung an. Wegen der bei Reibenschaltung hohen Versorgungsspannung wird die Zahl der in Reibe geschalteten LEDs im Allgemeinen auf etwa 20 begrenzt. Die Vorwärtsspannung beträgt dann ca. 70 V und wird über einen Hochsetzsteller (Boost-Regulator) bereitgestellt. Eine LED-Reibenschaltung wird als ,,LED-String" bezeichnet. LED-Strings können - wie in Abb. 18-34 dargestellt - parallel betrieben werden. Die Einheit aller parallelgeschalteter LED-Strings wird als "LED-Array" bezeichnet. Jeder LED-String verfügt über einen Stromregler (pWM Current Source), der eine gleichmäßige Beleuchtung aller Strings über die gesamte Lebensdauer sicherstellt (BacklightAlternative: OLEDs). Als Lebensdauer wird die Zeitdauer bezeichnet, nach der die Lichtstärke auf 50 % abgefallen ist. Ursachen sind mechanische Veränderungen durch thermischen Stress (LEDs sind strom-

348

18 Gleichspannungswandler

betrieben und hsben daher eine hohe Eigenerwännung) sowie Alterung der Kunststoflkomponenten. Da gleichzeitig die Durchlassspannung der einzelnen LEDs ansteigen, ist fiir den Spannungsregler eine ausreichende Regelreserve vorzusehen. Die Lebensdauer einer LED ist stromabhängig und kann allgemein mit ::: 50 000 Stunden angegeben werden. Neben der Display-Anwendung werden LEDs vermehrt zu allgemeinen Beleuchtungszwecken eingesetzt. Hochleistungs-LEDs erreichen je nach Ausführung und Durchlassstrom einen Lichtstrom von 125 lm bis zu 1100 lm. Vomussetzuog ist eine ausreichende Wänneabfuhr. Derartige LEDs werden in Zukunft verstärkt als PKW-Leuchtmittel eingesetzt (2009: Audi R8, erstes Serienfahrzeug mit LED-Scheinwerfer). Farbwiedergabeind",,: Anders als Glühlampen sind LEDs keine Tempemturstrahler. Sie emittieren Licht in einem begrenztem Spektmlbereich. Die Farbwiedergabe eines beleuchteten Körpers wirkt daher unterschiedlich. Zwar tritt im Vergleich zum Tageslicht auch bei Glühlampenlicht eine leichte Veränderung des Farbeindrucks auf, aber die Farbwiedergabe ist aufgrund des kontinuierlichen Spektrums beider Lichtarten (Tempemturstrahler) vergleichbar. Zur Beschreibung der Farbwiedergabe unterschiedlicher Lichtquellen wurde auf Basis von 8 Referenzfarben ein Farbwiedergabeindex (Color Rendering Index, CR!) eingeführt [31]. Für Tempemturstrahler, wie z. B. einer Glühlampe, erreicht dieser den Maximalwert von CRl = 100. LEDs fiir Beleuchtungsan wendungen erreichen CRl-Werte zwischen 70 und 95. Lichtausbeute: Die Lichtausbeute ist eine lichttechuische Größe und wird in Lumen pro Watt (lm/W) angegeben. Da durch die Messung in der Einheit Lumen die Eigenschaften des menschlichen Auges über die ,,Hellempfindlichkeitskurve" berücksichtigt wird, erreichen die Farben Grün und Gelb besonders hohe W erte (das Empfindlichkeitsmaximum des menschlichen Auges liegt am Tag im grünen Bereich bei 555 um), blaue LEDs sclmeiden dadurch deutlich schlechter ab, obwohl der physikalische Wirkungsgmd fiir diese Farben vergleichbar ist. Viele handelsübliche LEDs liegen bei ihrer Lichtausbeute im Bereich zwischen 30 und 110 lmIW. Zum Vergleich beträgt die Lichtausbeute konventioneller Glüh- oder Halogenlampen 13 bzw. 17lm1W, bei Leuchtstoftlampen incl. Vorschaltgerät zwischen 50 und 70 lmIW. Schaltfrequenzen: LEDs lassen sich über den Betriebsstrom sehr sclmell schalten. Sie können mit Schaltfrequenzen bis weit über 100 MHz betrieben werden und kommen somit auch bei vielen Anwendungen der Optoelektronik wie z. B. als Optokoppler oder in der Datenübertragung zum Einsatz. Organische LEDs (OLEDs): Weitere Anwendungsmöglichkeiten speziell fiir großflächige Anwendungen (Handy-, Femsehdisplay, großflächige Beleuchtungselemente) bieten die so genannten orgauischen LEDs (OLED, Orgauic Light-Emitting Device). OLEDs werden aufGlassubstraten hergestellt (biegsame Kunststofffolien in Vorbereitung). Problematisch sind heute noch Alterungsphänomene durch Zerfall der orgauischen Schichten, bei Weißlicht-OLEDs führt unter Umständen eine unterschiedliche Alterung der Farbschichten zu Farbverschiebungen [31].

349

19 Stromversorgungen 19.1

Unterbrechungsfreie Stromversorgungen

Eine Unterbrechungsfreie Stromversorgung (USV) ist ein Stromversorgungssystem mit einem Energiespeicher, der bei Störungen der Versorgungsspannung wie z. B.: • • •

Netzausfall Über- oder Unterspannung Spannungseinbrüche, Spannungsspitzen Störspannungen Frequenzänderungen und harmonische Oberschwingungen

eine beständige Versorgung der Last sicherstellt. Eine detaillierte Klassifizierung erfolgt nach IEC 62040-3. Hinsichtlich der Arbeitsweise unterscheiden wir zwischen einer Online- und einer Oftline-USV. Bei der Oftline-USV muss bei Ausfall der Versorgung die Stromversorgung zunächst umgeschaltet werden, so dass eine kurze "Schaltpause" aufueten kann. Bei einer Online-USV werden die Verbraucher ständig über die USV versorgt, so dass bei einer Versorgungsstörung keine Beeinträchtigung der Verbraucher auftreten kann (Nachteil: Verluste). Eine USV kann einphasig (bis ca. 10 kVA) oder 3-phasig ausgefiihrt werden. Welche Art USV einzusetzen ist, hängt von der Art der Verbraucher ab und dem Schaden, der bei einer Versorgungsstörung auftreten kann. Die Kapazität des Energiespeichers muss den Anforderungen der Verbraucher angepasst sein. Hier genügen u. U. kleine Kapazitäten, um beim Ausfall der Energieversorgung z. B. ein Rechnersystem nach erfolgreicher Datensicherung innerhalb 5 bis 10 Minuten sicher herunterzufahren, oder es muss die Zeit bis zum sicheren Betrieb einer Notstromversorgung (Dieselgenerator bzw. Brennstoffzelle) überbrückt werden können (Autonomiezeit). Die Leistungsbemessung der Stromversorgung richtet sich neben der Nennleistung der angeschlossenen Verbraucher und deren Einschaltstrom (bei einem Motor beträgt der Einschaltstrom bis zum 6-fachen Nennstrom) auch nach der Stromkurvenform. Die Stromkurvenform wird durch den crest factor c, der bei einem PC-Netzteil bis zu c = 3 betragen kann, berücksichtigt. Ferner können Leistungspendelungen zu Spannungsschwankungen fiihren, die sich bei Beleuchtungsanlagen als Flicker störend bemerkbar machen. NSR

UWR

Dy-Transformator

...........................................

LI L2 L3

3- 1---,...--1\

Np

Sinusfilter

~

Ns

Ll'

-

Up

L2' ---!

Us ,!

L3'

LF CF

--! ....,-+..._ . . ._ . . ..:..~. . .>-.._._.....~....._.....~.....--!... _

..............................L....._....._....

N'

AbbUdung 19-1 Typische Ausführung einer batteriegestützten On1ine-Stromversorgung

J. Specovius, Grundkurs Leistungselektronik, DOI 10.1007/978-3-8348-8270-7_19, © Vieweg+Teubner Verlag | Springer Fachmedien Wiesbaden GmbH 2011

350

19 Stromversorgungen

Den Aufbau einer USV fiir Drehstromanwendungen zeigt Abb. 19-1. Für die Bereitstellung sinusformiger Spannungen ist ein Sinusfilter vorgesehen. Der Transfonnator stellt die Potenzialfreiheit sicher, erzeugt den Mittelpunktleiter (N') und passt die Höhe der Ausgangsspannung an. Der UWR kann als Pulswechselrichter betrieben werden, um Toleranzen der Netz- oder Batteriespannung auszugleichen. Im Nonnalfall speist der Eingangsstromrichter ESR die Energie in den Zwischenkreis ein. Das Batterieladegerät sorgt gleichzeitig fiir eine ausreichende Batterieladung. Im Störungsfall wird in Abb. 19-1 der Schalter S automatisch geschlossen, und die Batterie stützt die Eingangsspannung des Wechselrichters.

19.1.1

OnIine-Systeme

Im Nonnalfall erfolgt die Versorgung des Zwischenkreises über den Eingangsstromrichter. Bei Ausfall der Energieversorgung wird der Zwischenkreis automatisch über die Batterie gestützt. Die Spannungsdifferenz durch die geringere Batteriespannung wird über die Aussteuerung des Pulswechselrichters korrigiert. Die Online-USV ist ständig in Betrieb, so dass zur Verlustbegrenzung die USV über einen hohen Wirkungsgrad verfügen muss. Eine Online-USV ist immer dann sinnvoll, wenn hohe Anforderungen an die Qualität der Versorgungsspannung gestellt werden und keine Umschaltzeiten auftreten dürfen.

.-..................................................................................................................

!

Versorgungsnetz

ESR

WR

Abblldung 19-2 Aufbau einer Online-USV ESR: Einspeisestromrichter BLG: Batterie1adegerät WR: Wechselrichter

BLG

I

Onllne-

..................................................................................................................Y.t:!Y........ 19.1.2

Oftline-Systeme

Durch Wegfall des Netzstromrichters ESR in Abb. 19-2 erhält man eine Offiine-USV nach Abb. 19-3. Im Normalbetrieb wird nur der Akkumulator über das Batterieladegerät BLG geladen. Im Störungsfall schaltet sich die USV ein und stellt die weitere Energieversorgung sicher. Die mögliche Dauer der Versorgung hängt wie bei der Online-USV von der Kapazität des Energiespeichers ab. r············

Abblldung 19-3

Versorgungs-

netz

Aufbau einer Offiine-USV Netzbetrieb BLG: Batterieladegerät BLG

WR

Batteriebetrieb WR: Wechselrichter

otnine-i

................................................................................... y.~Y...l

19.2 Photovoltaische Stromversorgungen

19.2

351

Photovoltaische Stromversorgungen Hochsetzsteller

Pulswechselrichter ["-_ ......................

LI SolarPanel

N

:-

CPN

&7////////////////////////////////ff//////7/.

Abbildung 19-4 Prinzipschaltbild eioer transformatorloseo Photovoltaik-Wechselrichteran1age

Die Höhe der Eingangsspannung up ist abhängig von der Anzahl in Reihe geschalteter Solarzellen und schwankt mit der Strahlungsintensität, der Temperatur und dem entnommenen Strom. Die Gleichspannung Up wird deshalb über einen Hochsetzsteller zunächst in eine konstant hohe Gleichspannung Ud umgeformt. Die Höhe der Gleichspannung Ud muss für die Funktion des Pulswechselrichters oberhalb des Scheitelwertes der maximal möglichen Netzspannung "N gewählt werden. Anschließend formt der Pulswechselrichter diese Gleichspannung mit einer Schaltfrequenz von z. B. 20 kHz in eine einphasige Wechselspannung USt um. Dabei wird der PWR so gesteuert, dass der Netzstrom iN einen sinusfönnigen Verlauf zeigt und unmittelbar in Phase mit der Netzspannung "N liegt, so dass die Energie mit einern Leistungsfaktor von I in das Netz eingespeist wird. Über den Effektivwert des Netzstromes wird die Leistung so eingestellt, dass die Solarzelle möglichst im Punkt maximaler Leistung betrieben wird (MPP). Ohne Eingangstransformator arbeitet das Panel aufNetzpotenzial. Zur Minimierung parasitärer Erdströme über die parasitäre Panel-Erd-Kapazität CPE sollte bei dieser Schaltungstopologie die Netzdrossel LN auf die Netzleitung symmetrisch aufgeteilt werden.

U

a.) symmetrische Netzdrossel (LN- ~ LN+)

Abbildung 19-5 Potenzialverlauf im Zwischeokreis

_ Ud 2

80 , llms

352

19.3

BrennstoffzeUen-Stromversorgungen

Um die chemisch gebundene Energie eines Brennstoffes in elektrische Energie umzuwandeln, gibt es nach Abb. 19-6 zwei Verfahren.

I!:tofI- ~ ~:,sche H~~~he I I!:toff- I-I-------,--.~~I ;,=he I ~I Wanne

Thennische Verbrennung

Kalte Verbrennung

I

Abbildung 19-6 Verbrennungsarten

Bei der thermischen Verbrennung wird die Brennstoffenergie zunächst in thermische Energie (Wärme) umgewandelt und auf ein Arbeitsmedium übertragen. Eine Wärmekraftmaschine wandelt die thermische Energie in mechanische Energie um. Ein elektromechanischer Energiewandler (Generator) wandelt schließlich die mechanische Energie in elektrische Energie um. Nach diesem Prinzip funktionieren z. B. fossil befeuerte Kraftwerke. Jede einzelne Umwandlung erfolgt mit Energieverlusten, wodurch dieses Verfahren einen ungiinstigen Wirkungsgrad hat. 1m Gegensatz zur thermischen Verbrennung findet in der Brennstoffzelle eine direkte, elektrochemische Umwandlung statt. Weil das Reaktionsprodukt das gleiche ist wie bei einer thermischen Verbrennung und der Vorgang bei niedriger Temperator stattfindet, spricht man von einer ,,kalten Verbrennung" (Abb. 19-6). Dabei ist der Wirkungsgrad wegen der einmaligen Energiewandlung in elektrische Energie wesentlich höher als bei der thermischen Verbrennung und erreicht ca. 60 %. Die anfa\\ende Wärmeenergie tritt parallel zur elektrischen Energie auf und kann z. B. in einem Blockheizkraftwerk ebenfalls genutzt werden. Als Brennstoff kommt Wasserstoffgas (Hz} zum Einsatz (Energiedichte ca. 30 kWhlkg). Dieses verbrennt mit (Luft-) Sauerstoff (0) und liefert thermische und elektrische Energie mit dem Abfallprodukt Wasser. Der elektrische Minuspol (Elektronenüberschuss) befindet sich an der

.l!. P

t

"

"0

1,0·· I

r-~

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..- j -... _

0,8··

... _

....

0,6--

---t-- -

0,4--

-+--

I

:

I

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0,2

!

0 0

10

20

I

! 30

40 [lA

-

Abbildung 19-7 Typische Strom-Spannungs- und Leistungskennlinie einer Brennstoffzelle

19.4 Energiespeicher

353

Wasserstoffseite. Durch Umkehr der Stromrichtung speichert die Brennstoffzelle elektrische Energie durch Aufspaltung von Wasser io Wasserstoffgas und Sauerstoff io chemischer Form. Die Belastungskennlinie eioer Brennstoffzelle zeigt Ahh. 19-7. Die K.ennlioie zeichnet sich durch drei typische Bereiche aus:

I. Leerlauf, die chemische Reaktion wird durch hohe Ladungsträgerdichten behiodert. Im Bereich kleioer Ströme nionnt die Spannung daber stark nichtlinear ab. Die Leerlaufspannung eioer Zelle beträgt ca. 1,3 V. Durch Reihenschaltung mehrerer Brennstoffzellen zu eioern Stack kann die gewünschte Gleichspannung eingestellt werden.

2. Bei höheren Strömen geht die K.ennlioie io eioe Gerade über. Die Zelle zeigt eio ohmsches Verhalten (Verlustleistung --> thermische Energie). 3. Bei hohen Strömen fiihren Oberflächeneffekte zu einer verminderten Gaszufuhr und zu einer reduzierten Verhrennung, wodurch die Zellenspannung schnell zusammenhricht. Interessant fiir die Anwendung der Brennstoffzelle als Stromquelle ist die maximal erreichbare Leistung. Der Bereich maximaler Leistung liegt ungeflihr bei halber Leerlaufspannung. Die Brennstoffzelle sollte daber io diesern Spannungsbereich betrieben werden. Die Umwandlung der Gleichstromenergie io Wechselstromenergie erfolgt z. B. mit eioern Wechselrichtersystem, wie es bei der photovoltaischen Stromversorgung io Abb. 19-4 vorgestellt wurde. Für die Anwendung der Brennstoffzelle als Energiequelle, iosbesondere auf Fahrzeugen mit Elektroantrieb, ist die ausreichende Speicherung von Wasserstoffgas entscheidend.

19.4

Energiespeicher

Energiespeicher werden zu Zeiten geriogen Energiebedarfs mit Energie geladen und bei hohern Energiebedarf entladen. Durch die Speicherung kann zum einen eioe Vergleichmäßigung der Energieaufuahme erreicht werden, zum anderen kann auftretende Bremsenergie, z. B. bei Fahrzeugen, zurückgewonnen werden. Eio Energiespeicher muss elektrische Energie kurzfristig speichern oder abgeben können. Diese Fähigkeit wird durch die Leistung bzw. den Leistungsgradienten beschrieben. Abb. 19-8 zeigt eioe Übersicht über verschiedene Technologien zur Speicherung elektrischer Energie. Speicherung elektrischer Energie

Abblldung 19-8

Speichertechnologien direkt

indirekt

chemische Energie Kondensator

Akkumulator

Breonstoffzelle

354

19 Stromversorgungen

Elektrische Energie kann direkt im elektrischen oder magnetischen Feld gespeichert werden (Kondensator bzw. supraleitende Magnetspule). Eine indirekte Speicherung erfolgt in chemischer Form (Bleiakkumulatoren, Brennstoffzelle), in mechanischer Form als kinetische Energie in Schwungradspeichern nach Abb. 19-10 oder als potenzielle Energie (Gasdruckspeicher, Pumpspeicherwerke) Die genannten Speichertechnologien weisen unterschiedliche Eigenschaften auf hinsichtlich der speicherbaren Energie W (kWh), > die nutzbare gespeicherte Energie wird als Speicherkapazität bezeichnet •

der erzielbaren elektrischen Leistung P (kW), > der zeitlichen Änderung der gespeicherten Energie (dW/dt) des Leistungsgradienten > maximale zeitliche Änderung der Leistong pro Zeiteinheit (dPldt) der Energie- und Leistungsdichte > Verhältnis der nutzbaren Energie bzw. Leistong zur Masse bzw. zum Volumen der Zugriffszeit > Zeit zwischen Leistongsanforderung und Abgabe von 50 % der gespeicherten Energie der Zyklenfestigkeit > die Anzahl der Ladungen I Entladungen begrenzt die Lebensdauer

•

Darüberhinaus unterscheiden sich die einzelnen Speichertechnologien hinsichtlich der so genannten Selbstentladung und des Wirkungsgrades bei der Auf- und Entladung. Ortsfeste Schwungradspeicher werden beispielsweise zur Speicherung bzw. Bereitstellung von Bremsund Beschleunigungsenergie im schienengebundenen Personennahverkehr (SPNV) eingesetzt. Hierdurch lässt sich die Energieaufuabme aus dem öffentlichen Netz verg!eichmäßigen, wodurch sich insgesamt günstigere Tarife (und damit Kosten) für eine Gleichstrom-Fahrstromversorgnng ergeben.

•

Falnen

Bremsen

= -

+ ,---- Anfahren

I

--l>II

Speicher

Gleichrichter

Abbildung 19-9

I

Anwcndungsbeispicl Energiespeicher im SPNV

Falnzeug

n

n

zur wiederverwertbaren Speicherung überschüssiger

Bremsenergie.

Als Kurzzeit-Energiespeicher werden auch Doppelschichtkondensatoren (Supercap) eingesetzt. Doppelschichtkondensatoren haben Kapazitäten bis über 5000 F. Die Betriebsspannung liegt mit Rücksicht auf die Durchhruchspannung der chemischen Doppelschicht nicht weit über 2,5 V. Durch Reihen- und Parallelschaltong derartiger Kondensatoren lassen sich im SPNV z. B. bei einer Straßenbahn in stationären Anlagen ausreichende Energiernengen speichern und damit Leistongsspitzen bei Aufahr- und Bremsvorgängen abfangen sowie eine Vergleichmäßigung der Energieaufuahme analog zum Schwungradspeicher erzielen. Vergleichbare Anwendungen für Doppelschichtkondensatoren fmden sich bei Hybridantrieben in Kraftfahrzeugen und in unterbrechungsfreien Stromversorgungen (USV).

19.4 Energiespeicher

355

Abbildung 19-10

Lagerung

Ausfiihrungsbeispiel eines Schwungradspeiebers

Stator -----..., Rotor

--++-++-

FU

++ P

LI L2 L3

FU: Frequenzwnrichter Schwungradspeieber aus Kunstfaserverbundwerkstoffhaben:

•

Berstschutz

Drehzahlen bis über n ~ 40000 min- I eine Kapazität bis ca. 3 kWh eine Leistung bis ca. 2 MW

Gehäuse Magnetische Energiespeicher werden zur Verbesserung des Wirkungsgrades mit supraleitenden Spulen ausgeführt. Ohmsehe Verluste sind dann vemachlässigbar, allein der Leistongsbedarf der Kältemaschine bestimmt den Wirkungsgrad. Deshalb lohnen sich derartige Speicher nur für höchste Leistongen. Supraleitende magnetische Energiespeicher (SMES) arbeiten mit einer magnetischen Flussdichte bis \0 T (und daher ohne Eisenkern, der gesättigt und damit unwirksam wäre). SMES haben eine hohe (Kurzzeit-) Leistong. Sie haben einen großen Leistongsgradienten und können in der öffentlichen Energieversorgung zur Verbesserung der Netzqua\ität, als Kurzzeit-Hochleistungsspeicher für USV-Anlagen sowie zur Blindleistongskompensation und GangJinienglättong von Windkraftanlagen eingesetzt werden. Wegen der erforderlichen Hilfseinrichtongen ist ein großflächiger Einsatz nicht zu erwarten. Die von einem beliebigen Energiespeicher bereitgestellte Leistong P ist über die zeitliche Änderung der gespeicherten Energie W definiert (GI. (19-1).

P = dW dt

(19-1)

Für einen Kondensator der Kapazität C erhält man in GI. (19-2) für die Leistong P:

. 1 2 dU dU nnt W = "2 CU und / = C dt folgt P = CU dt = U·/

(19-2)

Die maximale Leistong ist abhängig von der aktuellen Ladespannung und über den möglichen Lade- bzw. Entladestrom begrenzt. So verfiigt ein Kondensator mit einer angenonnnenen Kapazität von 200 F (Doppelschichtkondensator) bei einer Spannung von 42 V mit GI. (19-2) über eine Energie von 49 Wh. Damit kann dieser Kondensator z. B. für \0 s theoretisch eine Leistong von 17,64 kW bereitstellen. Für die maximale Leistong eines Akkumulators mit der Leerlaufspannung Uo gilt wegen des nicht vernachlässigbaren Innenwiderstandes Ri die Beziehung der Leistungsanpassung nach GI. (19-3), der maximale Wirkungsgrad beträgt 50 %.

P max

=

(19-3)

356

19 Stromversorgungen

Beim Lade- und Entladevorgang ist die Klemmenspannung eines Akkumulators bzw. Kondensators abhängig vom aktuellen Ladezustand. Abb. 19-11 zeigt den typischen Verlauf des Ladebzw. Entladevorganges einer Li-Ionen-Akkumulators im Vergleich zu einem Doppelschichtkondensator. Li-Ionen-Akkumulator

Abbildung 19-11

~-4--t--=_=--Laden----. ,

Vergleich der Lade-Ent1adespannung eines Li-lonen-Akkus und eines Doppelschichtkondensators

Entladen-

2

Doppelschichtkondensator

1

o

(Konstantstrombetrieb)

~---r--------~------------T-~

Zur Bereitstellung einer stabilen Ausgangsspannung Ud ist daher eine Stellerschaltong nach Abb. 19-12 erforderlich. Der Akkumulator wird vereinfachend durch eine Spannungsquelle Uo fiir die Leerlaufspaonung und einen Innenwiderstand Ri nachgebildet. Ri wird aus den Gesamtverlusten des Speichers als Ersatzgröße ennittelt. Der DCDC-Steller kaon als Hochsetzsteller DCDC-Wandler

Akkumulator

UO!C D

R.

:....;;.::;

!

!

JE

UB

I

Abbildung 19-12

Ud!

V

Gesamtsystem mit DCDC-Wandler und Verbraucher V

'--

fiir die Klemmenspannung UB (siehe Kapitel 18) arbeiten. Der Wirkungsgrad dieser zusätzlichen Stellerschaltong « 0,99 - abhängig von der übertragenen Leistong) seizt den Gesamtwirkunsgrad des Energiespeichers weiter herab. Für ein Schwungrad mit dem Trägheitsmoment J erhält man zum Kondensator analoge Beziehungen in GI. (19-4). Die Leistong eines Schwungrades ist über das zulässige Drehmoment begrenzt. Die gespeicherte Energie wächst linear mit dem Trägheitsmoment J und quadratisch mit der Drehzahl 00. Man wird daher eine hohe Drehzahl anstreben. Zur Verbesserung des Wirkungsgrades werden Schwungräder bei hohen Drehzahlen magnetisch gelagert und das Gehäuse wird evakuiert. Die Sicherheitsaspekte müssen gewährleisten, das Gefährdungen bei mechanischer Beschädignng ausgeschlossen sind (z. B. Berstschutz). Ferner ist zu beachten, dass der Drehimpuls (JÖJ) eine vektorielle Größe (und daher räumlich orientiert) ist. Eine Änderung der Orientierung des Drehimpulses ist nur über äußere Momente möglich (Kreiselmomente).

.

mtt W

=

I

2

dw

-Jw und M= J 2 dt

folgt P

=

dw dt

Jw-

=

w·M

(19-4)

Die zeitliche Änderung der Leistong, d. h. der Leistongsgradient ist in GI. (19-5) angegeben. Er sagt aus, wie sclmell die geforderte Energie bereitgestellt (oder gespeichert) werden kann. Dieser Begriff ist wichtig z. B. fiir die Fahrdynamik von Fahrzeugen

19.4 Energiespeicher

357

F=

dP dt

(19-5)

Abb. 19-13 zeigt einen typischen Lade-Entladeverlaufeines Energiespeichers. Die hier dargestellte vollständige Entladung ist nicht bei jedem Speichertyp zolässig (Akkumulatoren). Ebenfalls ist die Lade- Entladedauer je nach Speichertyp unterschiedlich. Für diese Eigenschaften dient die Zngriffszeit, die Leistung und der Leistungsgradient als VergJeichsgröße. AbbUdung 19-13

,Zugriffszeit

PIW W/Wh

50%--

Zusammenbang

~l.J:i'~~

zwischen

Laden

~ Energie

(W),

~ Leistung (P)

----------~-------------

idt, ---:r--

und dem

t dP

~ Leistungs-

gradienten (F)

Entladen

Aufgabe der Leistungselektronik ist neben der Überwachung des Ladezustandes die Anpassung bzw. Steuerung des Energieflusses zwischen Energiespeicher und Verbraucher (Energiebzw. Power-Management). In Abb. 19-14 ist ein Beispiel fiir eine Insel-Stromversorgung dargestellt. Die Verbraucher werden von einem Hauptgenerator (legt Netzspannung- und Frequenz fest) versorgt. Zusätzlich speisen 2 Windgeneratoren Energie in das Netz ein. Die Gang1inienglättung der Windenergie erfolgt über einen Schwungradspeicher bzw. durch einen Batteriespeicher. Zusätzlich sind 2 Notstromgeneratoren vorgesehen. Das Power-ManagementPower Management System

DieselSchwungradGeneratoren Speicher Wind-Generatoren

Verbraucher AbbUdung 19-14 Power Management System (Inselnotz)

BatterieSpeicher

HauptGenerator

358

19 Stromversorgungen

System steuert die Komponenten so, das die zur Verfiigung stehende Windenergie möglichst vollständig verwendet wird - bei konstanter Netzspannung und -Frequenz. Werden bei der Steuerung des Energieflusses zusätzlich alle Verbraucher einer Region über so genannte "intelligente" Stromzähler (d. h. fernablesbar und bedienbar) direkt mit einbezogen, so kann der Energieverbrauch dern Energieangebot unmittelbar angepasst werden, man bezeichnet diese Methode dann als Netz-Management bzw. Smart-Grid. Hierfiir ist eine zusätzliche Informations-Infrastroktur erforderlich. Ein weiteres Beispiel für ein Power-Management-System zeigt Abb. 19-15. Darin ist die Steuerung der Stromversorgung eines mobilen GPS-Navigationsgerätes dargestellt. Energiespeicher ist hier ein Lithium-Ionen-Akkumulator. Die Aufgaben sind die Akku-Ladung,Versorgung der elektronischen Baugruppen mit konstanter Spannung, des Displays, sowie des USB-Anschlusses. Die Exteme Versorgung erfolgt z. B. über einen Kfz-Adapter. I

KfzAdapter

I I

I~SBI Anschluss I

----------------------------------, (5 V)

~

Akku-Lader mit dynamischem Leistungsmanagement

u.

0 ...

Li thium-

Ion

Ak ku

."""

Reset Inlerrupls

Converter 1

ElAI

Buck Converter2

I'().

LD01

l_

:

~ ~ ~

I:

LD02

ADU

LD03

RGB-Treibel

,I

TPS6S820

:

LD04

I

Re...

f-f-

Boost.co"""... I :' filrwelße LEDs

(1,2 V)

T

(1,8 V)

I

:

T

4>h

···························T······: :1:=

Uxem

I ~

ViFlA USl). ud (1.8 V) UGPS

Uus. TX

:;~:.(

I

Für diese komplexe Aufgabe stehen wegen der hohen Stückzahlen spezielle Schaltkreise als Standardkomponenten zur VertUguog. Die integrierten Funktionen sind hier gestrichelt eingera1unt

nungsregler

(arbeitet auch noch bei sehr

3-6weiße LEDs

v, v, v,

Power-Manageroent-Systero

einer GPS-Stromversorgung

LDD: Low Drop Output -Span-

(3.3 V) U AwUo.

25

Abbildung 19-15

mAl

geringer Betriebsspannung

(L\.u < 50mV)

Bei Desktop-Computern, Notebooks und Servern unterliegt der Energiebedarf einzelner Komponenteu starken Schwankuugen. Ein Power-Management-System schaltet bei diesen Einrichtungen nach einer bestimmteu Leerlaufphase einzelne Hardware-Komponenteu teilweise oder ganz ab bzw. schaltet diese Komponenten bei Bedarf wieder zu. Ein Desktop-Computer kann auf diese Weise verschiedene Betriebszustände (Modi) zwischen "voll funktionsfähig", "Schlaf-Modus (CPU-Taktsperre), Standby-Modus (suspend to Memory, Motherboard-Hardware ist größteuteiis abgeschaltet), Ruhezustand (suspend to Disk, Betriebszustandsdateu sind auf einem nicht flüchtigen Speicher gesichert) und dem "Soft-Off-Modus", bei dem schließlich das Netzteil softwaremäßig ausgeschaltet ist, annelnnen. In diesem Zustand kann der Rechner über externe Signale wieder eingeschaltet werden (Wake On). Um dies zu vermeiden, ist ein Netzschalter erforderlich (Hardware-Oft). Dieses Power-Management-System setzt eine kompatible Hardware voraus, die über Betriebssystem-Software überwacht und gesteuert werden kann. Für Systeme, deren Energieverbrauch durch verschiedene Betriebs-Modi über das Betriebssystem dem Bedarf angepasst wird, hat sich ein Industriestandard durchgesetzt, der als ,,Advanced Configuration and Power Interface (ACPI) bezeichnet wird.

19.4 Energiespeicher

19.4.1

359

Konzepte für akkugestützte Fahrzeugantriebe

Energiespeicher in Fahrzeugen war bisher der Treibstollt.nk. Der bei Norma1temperatur und -druck flüssige Treibstoff ist leicht zu lagern, kann schnell ersetzt werden (tanken) und ist beliebig haltbar. Aufgrund der hohen Energiedichte flüssiger Treibstoffe von ca. 10 kWh/l können mit relativ geringem Speichervolumen und -Gewicht ausreichend große Reichweiten realisiert werden. Bei einer Dichte von 0,83 kg/l (Diesel) lassen sich in einem 60 I Tank 600 kWh unterbringen bei einer reinen Treibstoffinasse von ca. 50 kg. Die gespeicherte Energie kann vollständig entnommen werden (d. h. der Tank kann völlig leergefahren werden). AbbUdung 19-16 Leistungselektronik.

-W

Rein elektriscber Antrieb WR: Wechselrichter W: Energie

Der Vorteil eines Elektroantriebes ist der vergleichsweise giinstige Wirkungsgrad von bis zu 90 %. Der Motor arbeitet somit wesentlich effektiver als ein Verbrennungsmotor mit einem Wirkungsgrad von ca. 30 %. Das mit Abstand am weitesten verbreitete und am längsten und griindlichsten erforschte und dokumentierte Batteriesystem sind die Bleiakkumulatoren. Sie dominieren wegen ihrer Wirtschaftlichkeit unangefochten die Bereiche der Starter-, Antriebssowie der ortsfesten Batterien. In konventionellen Fahrzeugen versorgen Bleibatterien den Starter-Antrieb mit einer (Kurzzeit-) Leistung von bis zu 2 kW. Bisherige Versuche, ein batteriegespeistes, elektrisch angetriebenes Fahrzeug mit Bleibatterien zu rea1isieren, scheiterten wegen der zu geringen Reichweite letztlich am hohen Gewicht bzw. an der niedrigen Energiedichte (0,035 kWh/kg) der Bleibatterie. Der vorhandene Einbauraum sowie die vertretbare Masse des Energiespeichers erlaubten nur Reichweiten unter 100 ktn. Hinzu kommt das Problem der Batterieladung, die über mehrere Stunden erfolgen muss und nicht mit den üblichen "Taukzeiten" vergleichbar ist. Hier kommt nur der regelmäßige komplette Austausch der Batterie an einer"Tankstelle" in Frage, der wegen der großen Masse nur mit speziellem Gerät erfolgen kann. Neben dem allein akkumulatorbetriebenen Elektroauto, welches aus den oben genannten Griinden heute eher als Sonderform eines Fahrzeuges anzusehen ist, wurde daher das Konzept des Akku-gestützen Antriebes (Hybridantrieb) entwickelt. Der Akku dient hierbei (mit üblicherweise ca. 6-15 kWh Speichervermägen) als Kurzzeitspeicher für geringe Fahrleistungen, ein Verbrennungsmotur übernimmt den Antrieb bei höheren Leistungsanforderungen und kann gleichzeitig den Ladezustand des Akkus sicherstellen. Die Steuerung des Verbrennungsmotors kann in weiten Betriebsbereichen allein nach ökonomischen Gesichtspunkten erfolgen, wenn der Elektromotor zur dynamischen Unterstützung des Antriebes (Boost) bei Beschleunigungsund Bremsvorgängen eingesetzt wird. Bremsenergie kann, soweit der Speicher aufualunebereit ist, zurück gewonnen werden und schont damit nebenbei auch die Bremsbeläge. Wird beim Hybridantrieb zusätzlich eine externe Aufladernöglichkeit vorgesehen (Ladegerät-Anschluss), so spricht mau von einem "Plug-in-Hybrid". Die Batteriespannung wird auf die Antriebsleistung abgestimmt. So reicht für den 2 kW-Anlasser eine 12 V-Starterbatterie. Wegen der Stromwärmeverluste (-J2) wählt mau bei höheren

360

19 Stromversorgungen

Leistungen auch höhere Spannungen. Für einen Hybridantrieb mit 6 kW elektrischer Leistung sind z. B. 42 V ausreichend. Bei höheren Leistungen wählt man Spannungen> 60 V. Für ein rein elektrisches Fahrzeug sind für Leistungen> 35 kW Spannungen» 60 V erforderlich. Beim Hybridantrieb sind zwei Ausfiihrungsformen möglich:

» paralleler Hybridantrieb Bei eiuem parallelen Hybridantrieb nach Abb. 19-17 können beide Antriebssysteme sowohl einzelu als auch gleichzeitig zum Vortrieb des Fahrzeugs genutzt werden. Aufgrund der Leistungsaddition können beide Motoren relativ kleiu ausgelegt werden, ohne dass Einbußen beim Beschleunigen oder an Steigungen vorhanden sind. Üblicherweise wird so der elektrische Antriebszweig für den Stadtverkehr ausgelegt (begrenzter, emissionsfreier Fahrbetrieb), während der leistungsstärkere Verbrennungsmotor für Überlandverkehr, auf Autobahnen und die Ladung des Akkus genutzt wird. Abblldung 19-17

Verbrennungs-

motor

Paralleler Hybridantrieb WR: Wechselrichter

W:

'-------,J•...............0-.- - - - - '

Energie

» serieUer Hybridantrieb Kennzeichen serieller Hybridantriebe ist die Reihenschaltung der Energiewandler ohne mechanische Anbindung des Verhrennungsmotors an die Antriebsräder (Abb. 19-18). Der Verhrennungsmotor treibt hierbei einen Generator an, der seiuerseits den elektrischen Fahrantrieb sowie einen im elektrischen Zwischenkreis angeordneten Speicher mit Energie versorgt. Nachteilig ist die mehrfache Energieumformung (Wirkungsgrad).

...c {!.

•...

C ,,~

cO c-

I!0 E

-e

:: 19.4.2

Abblldung 19-18

LeistungBolektronik ----------------- - - - i

~

~

•c • CI

~

~

;=

~

:E

•

.a

Serieller Hybridantrieb

CI

WR: Wechselrichter W: Energie

-!-;

.!.Iw

Speichertechnologien f"ür Elektrofahrzeuge

Die derzeit aussichtsreichste elektrische Speichertechnologie stellt die Klasse der Lithium-Ionen-Akkumulatoren dar. Unter diesem Begriff ist heute eine Vielzahl von technologischen Varianten zu verstehen, deren gemeinsamer Nenner darin besteht, dass der Energietransport innerhalb der Zelle durch den Fluss freier Lithium-Ionen und deren reversible Einlagerung (man spricht von "lutercalation") in die Elektroden erfolgt. Die negative Elektrode (Anode) besteht aus Graphit mit eingelagerten Lithiumionen. Eine Lithium-Elektrode wäre zwar deutlich leis-

19.4 Energiespeicher

361

tungsfähiger, nach der Entladung aber aufgelöst und könnte nicht durch den Ladevorgang rekonstruiert werden (-+ Lithium-Batterie). Die Ausfiihrung der Elekttoden steht im Mittelpunkt vieler Weiterentwicklungen. Insbesondere von nanotechnologischen Werkstoffen verspricht man sich eine deutliche Leistungssteigerung bei gleichzeitig verbesserter Sicherheit, Temperaturstabilität und Lebensdauer. Den Aufbau eines aktuellen Lithium-Ionen Akkumulators zeigt Abb. 19-19. Die positive Elektrode (Kathode) besteht aus einem Lithium-Metall-Oxid, die (negative) Anode aus Graphit Das Graphit ist kugelförmig strukturiert, so das sich in den Zwischenräumen Lithium-Ionen einlagern können. Diese Einlagerung erfolgt während des Ladevorganges (vgl. Ab. 19-19a). Bei der Entladung werden die Lithium-Ionen von der Anode wieder abgegeben und von der Kathode aufgenommen (Abb. 19-19b). Sowohl Ladung als auch Entladung bedeuten einen Materialtansport zwischen den Elekttoden. Die damit verbundenen zyklischen Volumenänderungen stellen einen mechanischen Stress dar, der letztlich die Lebensdauer des Akkumulators auf ca. 1000 Ladezyklen begrenzt. Die elektrische Isolation innerhalb des Akkumulators erfolgt durch eine Ionen durchlässige Zwischenschicht (Solid Electrolyte Interphase, SEI) an den Elektroden, die sich in Verbindung mit dem Elekttolyt während der ersten Lade- und Entladezyklen auf Kosten der Aktivmassen ausbildet (Formierung). Diese Isolierschicht ksnn bei Tief-Entladung (Unterspannung) oder durch Übertemperatur (Stromwänne oder externe Erwännung) zerstört werden, wodurch der Akkumulator intern kurzgeschlossen wird. Ein gefährlicher Zustand, der sich bis zu einer Explosion des Akkumulators aufschaukeln ksnn (Thermal-Runaway). Gerade diese Temperaturempfindlichkeit bereitet große Schwierigkeiten bei der Entwicklung von betriebssicheren Hybridfahrzeugen, die letztlich auch bei Minustemperaturen von bis zu -25°C zuverlässig ihre Leistung abgeben sollen.

u

a)

b)

r'\

J, ~ Ladung

Al

\..J

a----

hntladong

Elektronen-

Strom leitung

+

u ----..

-

Cu

Verbraucher

R

Al

Cu

r-e~ffMJ H~ EfI! lonenH ,Cl

€@ q; dun:hlässiger:C €@ q; NichUeiter (SEI):C

~ ~

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effo~ ::=1 ~ €@ €@

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r-