EMV. Störungssicherer Aufbau elektronischer Schaltungen, 3.Auflage

Joachim Franz EMV

Joachim Franz

EMV Störungssicherer Aufbau elektronischer Schaltungen 3., erweiterte und überarbeitete Auflage Mit 225 Abbildungen und 16 Fallbeispielen STUDIUM

Bibliografische Information Der Deutschen Nationalbibliothek Die Deutsche Nationalbibliothek verzeichnet diese Publikation in der Deutschen Nationalbibliografie; detaillierte bibliografische Daten sind im Internet über abrufbar.

Dr.-Ing. Joachim Franz war Akademischer Oberrat am Institut für Grundlagen der Elektrotechnik und Messtechnik der Universität Hannover.

1. Auflage 2002 2. Auflage 2005 3., erweiterte und überarbeitete Auflage 2008 Alle Rechte vorbehalten © Vieweg +Teubner Verlag | GWV Fachverlage GmbH, Wiesbaden 2008 Lektorat: Harald Wollstadt Der Vieweg +Teubner Verlag ist ein Unternehmen von Springer Science+Business Media. www.viewegteubner.de Das Werk einschließlich aller seiner Teile ist urheberrechtlich geschützt. Jede Verwertung außerhalb der engen Grenzen des Urheberrechtsgesetzes ist ohne Zustimmung des Verlags unzulässig und strafbar. Das gilt insbesondere für Vervielfältigungen, Übersetzungen, Mikroverfilmungen und die Einspeicherung und Verarbeitung in elektronischen Systemen. Die Wiedergabe von Gebrauchsnamen, Handelsnamen, Warenbezeichnungen usw. in diesem Werk berechtigt auch ohne besondere Kennzeichnung nicht zu der Annahme, dass solche Namen im Sinne der Warenzeichen- und Markenschutz-Gesetzgebung als frei zu betrachten wären und daher von jedermann benutzt werden dürften. Umschlaggestaltung: KünkelLopka Medienentwicklung, Heidelberg Druck und buchbinderische Verarbeitung: Strauss Offsetdruck, Mörlenbach Gedruckt auf säurefreiem und chlorfrei gebleichtem Papier. Printed in Germany ISBN 978-3-8351-0236-1

Vorwort Hersteller elektronischer Schaltungen m¨ussen seit dem 1.1.1996 die elektromagnetische Vertr¨aglichkeit (EMV) ihrer Ger¨ate nachweisen. Auch vorher gab es EMV-Probleme. Und Schaltungen, die unter EMV-Gesichtspunkten entwickelt wurden, liefen stabiler bei geringerem Schaltungs- und Entwicklungsaufwand. Aus dieser Erkenntnis ging ich bereits in den 60er Jahren als Schaltungsentwickler in der Industrie den EMV-Problemen nach und a¨ nderte meine Entwurfsmethodik. Eine solche Vorgehensweise zahlte sich schon damals aus. Trotzdem waren die meisten Entwickler – wie heute – der Ansicht, f¨ur eine Analyse der Schmutzeffekte“ keine Zeit zu haben. Auch die in diesem Buch ” dargestellte Stromanalyse wurde in den 60er Jahren im Ansatz schon mit Erfolg eingesetzt; ihre große Bedeutung f¨ur die EMV-Analyse war aber noch nicht erkannt worden. Die Einrichtung eines Laboratoriumsversuchs an der Universit¨at Hannover zum Thema EMV im Jahre 1975 (!) wurde von Vielen noch mit Verwunderung aufgenommen. Die Vorteile der Ber¨ucksichtigung der EMV bei der Planung wurden aber sehr schnell bei praktischen Aufbauten in Studien- und Diplomarbeiten deutlich: Obwohl h¨aufig sehr anspruchsvolle EMV-Probleme vorlagen, liefen die Schaltungen auf Anhieb stabil. F¨ur Redesigns w¨aren auch weder Geld noch Zeit vorhanden gewesen – der Etat des Instituts war zu begrenzt, und die Pr¨ufungsarbeiten der Studenten sind zeitlich terminiert. Eine Reihe unserer Absolventen trug die erlernte Arbeitsweise in die industrielle Praxis. Dadurch kamen viele Industriekontakte und ein vom Bundesministerium f¨ur Forschung und Technologie gef¨ordertes EMV-Forschungsprojekt ( EMC-Simulationssystem f¨ur die Aufbau” und Verbindungstechniken“) zustande. So konnte eine Vielzahl von Anwendungsf¨allen auf ihren theoretischen Hintergrund untersucht werden. Die im Buch dargestellten Verfahren wurden f¨ur das genannte Forschungsprojekt aufbereitet oder entwickelt. Nach und nach wurde die grundlegende Bedeutung der Verfahren f¨ur die EMV-Arbeit des Schaltungsentwicklers immer deutlicher. Das vorliegende Buch ist sowohl aus der Praxis der Entwicklert¨atigkeit in der Industrie und an der Universit¨at als auch aus der theoretischen Arbeit u¨ ber EMV-Probleme entstanden. Es wurde aus der Absicht heraus geschrieben, dem Entwickler eine einfache und wirkungsvolle Systematik f¨ur die EMV-Arbeit an die Hand zu geben, damit er aus dem Stadium einer Entwicklung nach Versuch und Irrtum“ herausfindet. Voraussetzung ” daf¨ur ist, dass die Zusammenh¨ange nicht als Konglomerat aus beziehungslos nebeneinander stehenden Einzelph¨anomenen dargestellt werden, sondern dass eine Denk- und Sichtweise (Theorie1 ) entwickelt wird, mit der die Ph¨anomene zueinander in Beziehung gesetzt werden. So wurde mit Hilfe der Stromanalyse f¨ur den gesamten Bereich der Impedanzkopplung und damit f¨ur einen wesentlichen und wohl den un¨ubersichtlichsten Bereich der EMV eine einfache, leicht zu handhabende, durchgehende Methodik erarbeitet. 1

von griech.

: (wissenschaftliche) Betrachtung

VI

Bei einer f¨ur den Praktiker bestimmten Darstellung hat der mathematische Aufwand im Hintergrund zu bleiben. Die entwickelte Systematik macht dies auch m¨oglich. Mit dieser beschriebenen Methodik wurden in einer Reihe von Firmen, die sie konsequent einsetzen und nun f¨ur ihre Prototypen eine exzellente EMV ohne Redesigns erreichen, Entwicklungszeiten und Kosten drastisch reduziert. Ihre Anwendung f¨uhrte auch bei der Entwicklung einer CCD-Stereo-Fernsehkamera f¨ur Weltraumeins¨atze im MaxPlanck-Institut f¨ur Aeronomie in Katlenburg-Lindau (Harz) erst zum gew¨unschten Ziel. Die Kamera war im Jahre 1997 mit der Mars-Pathfinder-Sonde auf dem Mars gelandet und hatte die bekannten herrlichen und eindrucksvollen Bilder von der Marsoberfl¨ache aufgenommen. Ihre Zuverl¨assigkeit wurde in den Medien besonders hervorgehoben – mit Sicherheit auch ein Ergebnis einer exzellenten EMV. Die ersten Kapitel dieses Buches umfassen die Grundlagen; sie sind in einigen wesentlichen Punkten anders als u¨ blich dargestellt. Da gerade diese Unterschiede zum Verst¨andnis der nachfolgenden Kapitel wichtig sind, wird empfohlen, diese Kapitel zuerst zu studieren. Der Aufbau des Buches l¨asst aber neben einem Studium unter Einhaltung der Reihenfolge auch die Benutzung als Nachschlagewerk zu. Zahlreiche Querverweise sowie das Sachwortverzeichnis helfen, alle notwendigen Zusammenh¨ange zu erhalten. Dank geb¨uhrt den Professoren, vielen Kollegen und Studenten am Institut f¨ur Grundlagen der Elektrotechnik und Messtechnik der Universit¨at Hannover f¨ur die Unterst¨utzung dieser Arbeit, f¨ur Anregungen, Diskussionen und Korrekturen. Besonderer Dank gilt den Herren Dipl.-Ing. Axel Knobloch und Dr.-Ing. Robert Kebel f¨ur ihre aufopferungsvolle T¨atigkeit des Korrekturlesens, ihre Kritik und die vielen Anregungen f¨ur Verbesserungen. Gedankt sei an dieser Stelle denjenigen Studenten, die den Wagemut hatten, in ihren Studien- und Diplomarbeiten zu diesem Thema zu neuen Ufern aufzubrechen. Sie wurden daf¨ur immer mit wichtigen, neuen Ergebnissen und Einsichten belohnt. Und schließlich danke ich meiner Frau f¨ur ihre große Geduld, die sie mir bei der Arbeit an diesem Buch entgegenbrachte. Ihr sei dieses Buch gewidmet. Hannover, Fr¨uhjahr 2002

Joachim Franz

Vorwort zur zweiten Auflage Das Konzept des Buches, die EMV durch eine Methodik schon in einem Entwicklungsabschnitt weitgehend planbar zu machen, in dem Schaltungseinzelheiten noch gar nicht vorliegen, hat sich in der Praxis sehr bew¨ahrt. Es wurde beibehalten und vertieft. Am Inhalt und Aufbau des Buches wurden einige Erg¨anzungen und Verbesserungen vorgenommen. Der Abschnitt Abblockung von Multilayern“ wurde durch neuere Untersuchun” gen zur Lage von Abblockkondensatoren erg¨anzt. Im Kapitel Planung der EMV von ” Ger¨aten und Anlagen“ werden nun zun¨achst optimale Strukturen hergeleitet; sie werden ¨ dann aber auch Uberlegungen gegen¨ubergestellt, was getan werden kann, wenn diese optimalen Stukturen z. B. aus ergonomischen Gr¨unden nicht verwendet werden k¨onnen. Außerdem wurde in dieses Kapitel ein Abschnitt Strahlungskopplung bei ung¨unstiger ” Massestruktur“ aufgenommen, in dem die Problematik der Abstrahlung und Strahlungsempfindlichkeit elektronischer Schaltungen gegen¨uber der ersten Auflage zusammengefasst und, insbesondere zur Abstrahlung durch Ground Bounce, vertieft dargestellt wurde. Hierin flossen die neuesten Erfahrungen aus EMV-Beratungen in der Industrie ein. Auch im Kapitel Fallbeispiele“ wurden Beispiele f¨ur eine EMV-g¨unstige konstruk” tive Gestaltung neu aufgenommen oder dieser Gesichtpunkt st¨arker herausgearbeitet und damit die hohe Bedeutung einer EMV-Analyse vor Festlegung der konstruktiven Gestaltung eines Ger¨ates oder einer Anlage unterstrichen. Herzlicher Dank geb¨uhrt dem Institut f¨ur Grundlagen der Elektrotechnik und Messtechnik der Universit¨at Hannover und im besonderen Herrn Dipl.-Ing. Sven Fisahn f¨ur die M¨oglichkeit und Unterst¨utzung, Messungen f¨ur die neueren Untersuchungen zur Abblockung auf Multilayern durchzuf¨uhren, sowie den Herren Dr.-Ing. Axel Knobloch und Dr.-Ing. Karl-Dieter Tieste f¨ur die m¨uhevolle Arbeit des Korrekturlesens und die vielen Anregungen. Springe, im Januar 2005

Joachim Franz

Vorwort zur dritten Auflage Die im Buch vorgestellte Methodik der EMV-Planung wurde weiterentwickelt. Es wurden einige Erg¨anzungen und Verbesserungen vorgenommen. So ist das Kapitel Pla” nung der EMV von Baugruppen, Ger¨aten und Anlagen“ neu gegliedert. Herausgearbeitet wurden der gezielte Einsatz von Masseschleifen zur Erh¨ohung der St¨orungsd¨ampfung zwischen EMV-Zonen und die Analyse von Ger¨aten ohne Schutzleiteranschluss. In die Fallbeispiele wurde die Analyse verschiedener Formen von mit ICs aufgebauten Schaltnetzteilen neu aufgenommen; daraus werden nicht nur die Ursachen der von diesen weit verbreiteten Schaltnetzteilen verursachten St¨orungen deutlich sondern auch, wie solche St¨orungen sicher zu vermeiden sind. Herzlicher Dank geb¨uhrt wieder dem Institut f¨ur Grundlagen der Elektrotechnik und Messtechnik der Universit¨at Hannover f¨ur die M¨oglichkeit und Unterst¨utzung, Messungen durchf¨uhren zu k¨onnen, sowie Herrn Dr.-Ing. Axel Knobloch f¨ur die m¨uhevolle Arbeit des Korrekturlesens und die vielen wertvollen Anregungen. Springe, im Januar 2008

Joachim Franz

Inhaltsverzeichnis 1

Einleitung

1

2

Grundbegriffe und Grundlagen

7

2.1

Modell der St¨orbeeinflussung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

7

2.2

Spannungs- und Strom¨ubertragung . . . . . . . . . . . . . . . . . .

8

2.3

Der St¨orabstand als G¨utekriterium . . . . . . . . . . . . . . . . . .

9

2.4

Sender und Empf¨anger f¨ur die Strom¨ubertragung . . . . . . . . . .

10

2.4.1

Stromquelle mit einem Operationsverst¨arker . . . . . . . . . .

11

2.4.2

Stromquelle mit Transistor . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

12

2.4.3

Stromquelle mit Operationsverst¨arker und Transistor . . . . . .

13

2.4.4

Auswahl einer geeigneten Stromquelle . . . . . . . . . . . . .

14 15

2.5

Stromempf¨anger . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . ¨ Unsymmetrische und symmetrische Ubertragung . . . . . . . . . .

16

2.6

Teilkapazit¨at und Betriebskapazit¨at . . . . . . . . . . . . . . . . .

20

2.7

Selbstinduktivit¨at und Gegeninduktivit¨at . . . . . . . . . . . . . . .

22

2.8

EMV-Ersatzschaltbilder von Bauelementen . . . . . . . . . . . . .

23

2.4.5

2.8.1

Das Ersatzschaltbild von Leitungen . . . . . . . . . . . . . . .

24

2.8.2

Das Ersatzschaltbild von Widerst¨anden . . . . . . . . . . . . .

26

2.8.3

Das Ersatzschaltbild von Kondensatoren . . . . . . . . . . . . .

27

2.8.4

Das Ersatzschaltbild von Spulen . . . . . . . . . . . . . . . . .

30

2.8.5

Das EMV-Ersatzschaltbild von Transistoren . . . . . . . . . . .

33

2.8.6

Transformatoren und EMV . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

35

Inhaltsverzeichnis

X

3 Kopplungsmechanismen 3.1

3.2

Kapazitive Kopplung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

4

39

3.1.1

Kapazitive Kopplung in unsymmetrische Signalkreise . . . . .

39

3.1.2

Amplitudengang der eingekoppelten St¨orung . . . . . . . . . .

41

3.1.3

Kapazitive Kopplung in symmetrische Signalkreise . . . . . . .

43

Induktive Kopplung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

44

3.2.1

Induktive Kopplung in Signalkreise . . . . . . . . . . . . . . .

44

3.2.2

Induktive Kopplung von Gleichtaktst¨orungen in symmetrische Signalkreise . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

47

D¨ampfung magnetischer Felder durch Kurzschlussringe . . . .

48

Impedanzkopplung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

51

3.2.3 3.3

39

3.3.1

Impedanzkopplung in unsymmetrische Signalkreise . . . . . . .

51

3.3.2

Impedanzkopplung in symmetrische Signalkreise . . . . . . . .

53

3.4

Kopplung durch elektromagnetische Wellen . . . . . . . . . . . . .

54

3.5

Zusammenfassung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

54

Verfahren

55

4.1

Die Stromanalyse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

55

4.2

Das Verfahren der Verschiebung der Knotenpunkte . . . . . . . . .

57

4.3

Beispiele zur Stromanalyse und Verschiebung der Knotenpunkte . .

59

4.4

Die Stromumschaltanalyse . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

61

5 Abblockung elektronischer Schaltungen

63

5.1

Das Wechselstrom-Ersatzschaltbild f¨ur die Abblockung . . . . . . .

63

5.2

Str¨ome auf dem Masse- und Versorgungssystem . . . . . . . . . .

68

5.3

Gruppenabblockung und Einzelabblockung . . . . . . . . . . . . .

73

5.4

Auswahl geeigneter Abblockkondensatoren . . . . . . . . . . . . .

74

5.5

Parallelschaltung von Abblockkondensatoren . . . . . . . . . . . .

75

5.6

Anschluss von Kondensatoren . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

80

5.7

Logik-Fehler und Strahlung bei digitalen ICs durch Ground Bounce

84

Inhaltsverzeichnis

XI

5.8

Beispiele f¨ur das Layout des Versorgungsspannungssystems . . . .

85

5.9

Abblockung auf Zweilagenleiterplatten – Zusammenfassung . . . .

90

5.10

Abblockung auf Multilayern . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .

91

5.10.1 Die Impedanz des Abblocksystems . . . . . . . . . . . . . . .

92

5.10.2 Stehende Wellen auf den Versorgungslagen . . . . . . . . . . .

96

5.10.3 Berechnung des Abschlusswiderstandes einer rechteckigen Leiterplatte . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 101 5.10.4 Ein einfaches Modell des Leiterplattenkondensators . . . . . . 104 5.10.5 Abblockmaßnahmen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 106 5.10.6 Abblockung auf Multilayern – Zusammenfassung . . . . . . . . 116

6

5.11

Messung der charakteristischen Gr¨oßen von Kondensatoren . . . . 118

5.12

Messung der Leiterplattenimpedanz . . . . . . . . . . . . . . . . . 119

Masse- und Signalstrukturen

121

6.1

Reihenmassestruktur . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 121

6.2

Masseschleifen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 124

6.3

Entkopplungsmethoden . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 125 6.3.1

Vermaschung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 126

6.3.2

Sternstruktur . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 127

6.3.3

Galvanische Trennung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 130

6.3.4

Differenzbildung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 131

6.3.5

Stromkompensierte Drossel (Gleichtaktdrossel) . . . . . . . . . 132

6.3.6

Schutzleiterdrossel . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 135

6.3.7

Getrenntes Potentialbezugssystem . . . . . . . . . . . . . . . . 136

6.3.8

Symmetrische Struktur . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 138

6.3.9

Strom¨ubertragung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 140

6.3.10 Filter . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 141 ¨ 6.3.11 Weitere Entkopplungsmethoden durch Anderung der Signalgr¨oße 141

Inhaltsverzeichnis

XII

7

Planung der EMV von Baugruppen, Ger¨aten und Anlagen 7.1

7.2

7.3

8

143

EMV-Zonen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 144 7.1.1

Ein leitf¨ahiges Ger¨ategeh¨ause als EMV-Zonengrenze . . . . . . 145

7.1.2

Konstruktive Voraussetzungen f¨ur EMV-Filter . . . . . . . . . . 147

7.1.3

Einrichtung von EMV-Zonen in Ger¨aten . . . . . . . . . . . . . 147

Massestruktur von Baugruppen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 148 7.2.1

Verkopplung einer Baugruppe mit der Umgebung . . . . . . . . 149

7.2.2

Entkopplung durch Sternstruktur . . . . . . . . . . . . . . . . . 150

7.2.3

Verkopplung durch kapazitiven R¨uckschluss . . . . . . . . . . 151

7.2.4

Entkopplung zwischen Baugruppe und Umgebung durch eine weitere Masseschleife . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 152

7.2.5

Maßnahmen bei ung¨unstiger Platzierung der Anschl¨usse . . . . 153

Strahlungskopplung bei ung¨unstiger Massestruktur . . . . . . . . . 154 7.3.1

Teilmassen als Antennenstrukturen . . . . . . . . . . . . . . . 155

7.3.2

Strahlung von ICs durch Ground-Bounce . . . . . . . . . . . . 158

7.3.3

Strahlung von Schlitzantennen . . . . . . . . . . . . . . . . . . 163

7.3.4

Entwicklungbegleitendes Testverfahren zur Pr¨ufung des Massesystems . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 165

7.4

Massestrukturen von Ger¨aten . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 166

7.5

Masseschleifen und Kopplungen in einer Anlage . . . . . . . . . . 172

7.6

Verbindung von Baugruppen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 174 7.6.1

Beidseitiges Auflegen des Schirms . . . . . . . . . . . . . . . . 175

7.6.2

Transferadmittanz und Transferimpedanz . . . . . . . . . . . . 175

7.6.3

Anschluss von Kabeln . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 178

7.7

Zonen mit definiertem Massebezugspotential . . . . . . . . . . . . 181

7.8

Strukturierung der Masse digitaler Schaltungen . . . . . . . . . . . 182

7.9

Zusammenfassung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 184

Fallbeispiele

185

8.1

Das klassische Spannungsteiler-Problem . . . . . . . . . . . . . . 185

8.2

Stereoverst¨arker . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 188

8.3

Beispiele f¨ur Strom¨ubertragung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 192

8.4

Ein strahlendes Kabel . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 194

Inhaltsverzeichnis

XIII

8.5

Messfehler bei elektronischen Messger¨aten durch Massestr¨ome. . . 195

8.6

Signalstruktur h¨ochstempfindlicher analoger Messschaltungen . . . 196

8.7

St¨orungen an einem Personal Computer . . . . . . . . . . . . . . . 197

8.8

Ung¨unstige Massestruktur einer zugekauften Baugruppe . . . . . . 197

8.9

Brummst¨orungen an einer Telefonanlage . . . . . . . . . . . . . . 200

8.10

Verbindung von Analog- und Digitalmasse . . . . . . . . . . . . . 202

8.11

Strukturierung einer Digitalschaltung mit einem schnellen Schaltungskern . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 203

8.12

Planung an einem Baugruppentr¨ager . . . . . . . . . . . . . . . . . 205

8.13

EMV-gerechte konstruktive Ger¨ategestaltung . . . . . . . . . . . . 208

8.14

Strahlung einer Baugruppe mit LCD-Display . . . . . . . . . . . . 209

8.15

Analyse von Schaltnetzteilen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 210 8.15.1 Analyse eines Aufw¨artswandlers . . . . . . . . . . . . . . . . . 212 8.15.2 Analyse eines Abw¨artswandlers . . . . . . . . . . . . . . . . . 214 8.15.3 Analyse eines Flyback Reglers . . . . . . . . . . . . . . . . . . 215

8.16

Entst¨orung von IGBT-Umrichtern . . . . . . . . . . . . . . . . . . 217 8.16.1 Problemstellung . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 217 8.16.2 Analyse der St¨orungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 218 8.16.3 L¨osungsans¨atze . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 219 8.16.4 Die Kommutierung und die kritische Masche . . . . . . . . . . 223 8.16.5 Messungen . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 226

9

Abschließende Betrachtungen

229

Literaturverzeichnis

233

Sachwortverzeichnis

237

Schreibweisen und Hinweise Die Symbole physikalischer Gr¨oßen sind kursiv gesetzt (z. B. U oder I), ihnen kann ein beliebiger Wert zugewiesen werden. Dagegen sind Zahlen, auch Zahlen wie e oder , Naturkonstanten, Einheiten wie auch j sowie die Symbole f¨ur mathematische Funktionen und das Differentialzeichen d gerade gesetzt. Die physikalischen Zusammenh¨ange werden entweder im Zeitbereich oder im Frequenzbereich diskutiert. Symbole physikalischer Gr¨oßen im Zeitbereich sind klein gesetzt (z. B. u, i, b und ϕ), Symbole von Gr¨oßen im Frequenzbereich (einschließlich f¨ur f = 0)  sind am Pfeil u¨ ber dem Symbol dagegen groß (z. B. U , I, B und Φ). Vektoren (z. B. B) zu erkennen, komplexe Gr¨oßen (z. B. U , I) an der Unterstreichung des Symbols. Das Buch einschließlich aller Zeichnungen wurde mit dem Schriftsatzsystem LATEX erstellt. Zur Erleichterung der Darstellung von Schaltbildern in LATEX wurde vom Autor das Makropaket element entwickelt. Das Mathematik-Programm MATLABTM und das Simulationsprogramm CONCEPT II wurden f¨ur die Berechnungen verwendet.

1

Einleitung

Unter elektromagnetischer Vertr¨aglichkeit (EMV, engl. EMC: electromagnetic compatibility) versteht man die Eigenschaft einer Anlage, eines Ger¨ates, einer Baugruppe oder Stufe, in der vorgesehenen oder vorgegebenen elektromagnetischen Umgebung definitionsgem¨aß zu arbeiten und dabei auch die Umgebung nicht unzul¨assig zu st¨oren. Verschiedene Faktoren beeintr¨achtigen eine optimale EMV-Arbeit: Der Schaltungsentwickler muss die zu entwickelnde Schaltung f¨ur die am sp¨ateren Einsatzort zu erwar˙ in Normen festgelegten – EMV-Bedingungen auslegen. Diese liegen tenden – heute z.T. aber an seinem Laborplatz nicht vor. Außerdem steht der Entwickler in der Regel unter hohem Zeitdruck. Er ist bestrebt, die geforderte Aufgabenstellung m¨oglichst schnell in eine Schaltung umzusetzen. F¨ur die EMV-Problematik hat er in dieser Phase keine Zeit, sie wird deshalb erst einmal beiseite gelassen. Auch ist man der Meinung, dass die EMV-Arbeit an der laufenden Schaltung leichter zu verrichten ist. Eine solche Vorgehensweise findet auch bei Vorgesetzten Zustimmung und Anerkennung. So verst¨andlich dieses Verhalten ist, so bitter wird es sich r¨achen! Denn auf diese Weise wird der EMV die n¨otige Aufmerksamkeit erst dann geschenkt, wenn der Prototyp bereits aufgebaut ist und sich seine M¨angel im Betrieb – oft erst im Zusammenwirken mit anderen Schal¨ tungen – herausstellen. Ublicherweise wurden bis zu diesem Zeitpunkt einige EMVMaßnahmen oder Regeln aus der Erfahrung“ ber¨ucksichtigt. Warum sie bei anderen ” Projekten zu einer akzeptablen L¨osung gef¨uhrt haben, ist oft nicht bekannt. H¨aufig h¨ort man Begr¨undungen, die auf den ersten Blick sehr einleuchtend klingen, einer genaueren Analyse aber nicht standhalten. Der Erfolg dieser Maßnahmen basiert deshalb mehr auf dem Zufall als auf zielgerichtetem Handeln. Auf dieser Grundlage bleibt dann keine andere M¨oglichkeit: Es muss eine vielleicht gerade ausreichende EMV-Qualit¨at nach der Methode von Versuch und Irrtum“ zurechtgebastelt werden – meist unter Zuhilfenahme ” teurer EMV-Bauelemente“. Wenn die Maßnahmen aber nicht die wirklichen Ursachen ” beseitigen, haben sie nicht die erhoffte Wirkung. Diese grundlegend falsche, sehr zeitund arbeitsaufwendige, leider viel ge¨ubte, allgemein aber anerkannte Vorgehensweise hat der EMV den Ruf eingebracht, teuer zu sein. Eine unter EMV-Gesichtspunkten erfolgreiche Entwicklung sieht anders aus; sie erfordert koordinierte EMV-Maßnahmen in allen Phasen der Entwicklung: 1. In der Definitionsphase wird festgelegt, in welcher EMV-Umgebung die Schaltung eingesetzt werden soll. Damit liegen u¨ ber die anzuwendenden Normen die Grenzwerte f¨ur St¨oraussendung und St¨orfestigkeit fest. 2. In der Projektierungsphase ist zu untersuchen, welche Konsequenzen dies auf Verfahren, Konstruktion, Schaltungsentwurf und Layout hat. Es gilt zu kl¨aren, was bei

2

1 Einleitung

einer Aufteilung der Schaltung in Baugruppen oder Teilger¨ate (bei einer r¨aumlich mehr oder weniger weit verteilten Anlage) an konstruktiven und schaltungstechnischen Maßnahmen aus EMV-Gr¨unden zu bedenken und zu veranlassen ist, wie z. B. Schnittstellen ausgestattet werden m¨ussen, welchen Wechselwirkungen die Teile einer Schaltung untereinander und mit der Umgebung ausgesetzt sind und welchen entwicklungsbegleitenden EMV-Tests die zu entwickelnden Einzelkomponenten zweckm¨aßigerweise unterzogen werden sollten. 3. In der Entwicklungsphase werden die Erkenntnisse und Ergebnisse der EMV-Analyse aus den ersten beiden Phasen konsequent auf den Schaltungsentwurf umgesetzt. Verfahrenstechnische, schaltungstechnische aber auch konstruktive, aufbauund bereits layouttechnische Gesichtspunkte sind in dieser Phase gezielt zum Erreichen einer guten EMV einzusetzen oder zu ber¨ucksichtigen. Allein das Vorhandensein von EMV-Testvorgaben f¨ur sein Teilprojekt wird den Entwickler anregen, sich schon von Beginn an in geeigneter Weise den EMV-Problemen zu widmen. 4. Mit dem Layoutentwurf werden die parasit¨aren Elemente einer Schaltung festgelegt, und es wird u¨ ber ihre sch¨adliche oder f¨orderliche Wirkung auf die Funktion und EMV der Schaltung entschieden. Der Layoutentwurf ist deshalb enger Bestandteil des Schaltungsentwurfs und nicht von ihm zu trennen. Der Layoutdesigner ist u¨ berfordert, wenn er die Schaltung in einen auch unter EMV-Gesichtspunkten g¨unstigen Aufbau umsetzen soll, dazu die notwendigen Informationen aus der Entwicklung und sogar eine entsprechende Ausbildung fehlen. Wenn schon nicht das Layout vom Schaltungsentwickler selbst entworfen werden kann, muss wenigstens eine sehr enge Zusammenarbeit zwischen Entwickler und Layouter sichergestellt sein. Den Layoutentwurf ohne diese Sicherstellung außer Haus, ja in andere L¨ander oder Erdteile auszulagern, zeugt von einer v¨olligen Unkenntnis der Wirkung der physikalischen Zusammenh¨ange bei der Schaltungsentwicklung und ihrer Folgen. 5. Die Messungen in der folgenden Testphase sind nicht f¨ur eine Analyse der EMVFehler ausgelegt und daf¨ur auch nicht geeignet. Mit ihnen soll die Einhaltung der gesetzlich geforderten EMV-Eigenschaften u¨ berpr¨uft werden. Trotzdem wird diese Phase benutzt, um die Schaltung EMV-m¨aßig zu h¨arten“. H¨aufigere Nichteinhal¨ ” tungen von EMV-Tests sollten dagegen zu Uberlegungen f¨uhren, wie die EMVArbeitsweise in den vorhergehenden Phasen grundlegend zu verbessern ist. Die geschilderte Vorgehensweise setzt voraus, dass die Ergebnisse von EMV-Analysen einer beliebigen Phase und deren Begr¨undungen festgehalten, auf die weiteren Phasen durchgereicht und dort ber¨ucksichtigt werden. Dies erfordert ein Mindestmaß an EMVInformationsmanagement durch die Projektleitung. Eine im Management aus Unwissenheit oder Nachl¨assigkeit getroffene, aus EMV-Sicht ung¨unstige oder falsche Vorgabe kann einen Entwickler vor schwer l¨osbare oder unl¨osbare EMV-Probleme stellen. So werden z. B. Entscheidungen u¨ ber die konstruktive Ausf¨uhrung eines Ger¨ates in der Regel sehr fr¨uh getroffen und im Detail Konstrukteuren und

3

ggf. K¨unstlern u¨ bertragen. Eine optimale EMV-Qualit¨at erfordert h¨aufig aber ganz andere konstruktive, schaltungs- und layouttechnische L¨osungen als die, die ohne Ber¨ucksichtigung der EMV u¨ blicherweise gew¨ahlt werden. Schaltungs- und Ger¨ateentwicklung ¨ ohne Einschluss der EMV-Uberlegungen von Anfang an kann kaum zu optimalen Ergebnissen f¨uhren. Zudem lassen sich aus EMV-Sicht schlecht konzipierte Schaltungen nur sehr schwer nachtr¨aglich analysieren. Verbesserungsmaßnahmen zeigen wegen anderer noch nicht erkannter Einfl¨usse h¨aufig kaum einen Effekt, obwohl sie richtig und notwendig sind – eine Tatsache, die jeder allzu gut kennt, der dann als Berater hinzugezogen wird. Es entsteht ein v¨ollig falsches Bild, das sich aber als Erfahrung“ festsetzt. Dar¨uber ” hinaus kann man sich von ung¨unstigen Festlegungen nur schwer wieder trennen – und nicht nur aus psychologischen Gr¨unden sondern auch aus Kompatibilit¨atsgr¨unden: Bei bereits auf dem Markt eingef¨uhrten Ger¨aten ist das Nachr¨usten einer EMV-gerechten Struktur h¨aufig aus Kompatibilit¨atsgr¨unden kaum m¨oglich; es w¨urde zu einem ganz neuen Produkt f¨uhren. Es ist deshalb unerl¨asslich, dass das Projektmanagement sich der Sicherstellung der EMV-Qualit¨at durch eine systematische EMV-Arbeit in den ersten Entwicklungsphasen in viel gr¨oßerem Maße als u¨ blich annimmt. Der Mehraufwand an Zeit f¨ur diese Arbeit in den fr¨uhen Entwicklungsphasen wird oft gescheut; man meint, ihn sich nicht leisten zu k¨onnen. Aber er erfordert nur einen Bruchteil der Zeit, die bei einer Entwicklung ohne EMV-Planung sp¨ater f¨ur oft wenig erfolgreiche Redesigns gebraucht wird, von den h¨aufig enormen Folgekosten durch zus¨atzliche Serviceleistungen, Vertrauensverlust beim Kunden und der Einschr¨ankung der Leistungsf¨ahigkeit des Entwicklers durch Verunsicherung und Frustration einmal abgesehen. Um die EMV-Situation in den Entwicklungsabteilungen zu verbessern, wurden EMVRegelwerke aufgestellt. Eine regelbasierte Arbeitsweise aber besitzt gravierende Nachteile: Nur wenige Regeln gelten allgemein. F¨ur die meisten Regeln m¨ussen nicht nur Bedingungen angegeben werden, unter denen sie richtig oder zweckm¨aßig sind, sondern auch solche, unter denen sie falsch oder unzweckm¨aßig sind. Ein Regelwerk wird durch Vernetzung der EMV-Zusammenh¨ange mit Bedingungen un¨ubersichtlich, unhandlich, unbrauchbar. Da Regeln u¨ blicherweise aus der Erfahrung“ aufgestellt werden, versa” gen sie bei neuen Problemen, u¨ ber die noch keine Erfahrungen vorliegen. Der folgenschwerste Nachteil aber ist, dass die Anwendung eines Regelwerkes das Verst¨andnis der Zusammenh¨ange nicht erfordert und deshalb auch nicht f¨ordert. In diesem Buch wird deshalb ein ganz anderer Weg aufgezeigt: Nicht die kochrezeptartige Anwendung von Maßnahmen“, sondern die Analyse der EMV-Situation und ei” ne ganzheitliche Betrachtung der Schaltung, die die Ber¨ucksichtigung der EMV-Bedingungen und ein Verstehen der EMV-Zusammenh¨ange von Anfang an einschließt, wird Basis der EMV-Arbeit. Zun¨achst wird in die grundlegenden Zusammenh¨ange der Kopplungsmechanismen eingef¨uhrt. Von denen ist die Impedanzkopplung in der Praxis der un¨ubersichtlichste. Um die durch sie entstehenden EMV-Probleme durchschaubar und dadurch l¨osbar zu machen, wurden die vorgestellten Verfahren entwickelt. Die aus ihnen entstandene Methodik erm¨oglicht eine systematische EMV-Arbeit schon in einem Stadium der Entwicklung, in dem Schaltungseinzelheiten noch gar nicht bekannt sind. Dies

4

1 Einleitung

macht die geforderte EMV-Planung in den fr¨uhen Entwicklungsphasen u¨ berhaupt erst m¨oglich. Soweit die St¨orungen leitungsgebunden sind, basiert die EMV-Arbeit auf einer spezifischen Anwendung der Grundlagen der Elektrotechnik. F¨ur h¨ohere Frequenzen m¨ussen auch die Zusammenh¨ange der Wellenausbreitung auf Leitungen und im freien Raum sowie der Antennentechnik ber¨ucksichtigt werden. Dem Schaltungsentwickler ¨ wird gezeigt, wie er mit einfachen Uberlegungen die Verkopplung seiner Schaltung mit der Umgebung, in der sie sp¨ater eingesetzt werden soll, ber¨ucksichtigen kann. Die Anwendung dieser Methodik wird an den Problemkreisen der Abblockung und der Planung des Massesystems aufgezeigt und an Beispielen verdeutlicht. Mit der dargestellten Vorgehensweise zur Behandlung leitungsgebundener St¨orungen werden auch Ursachen der Strahlungskopplung in wesentlichen Punkten durchschaubar. ¨ Die Uberlegungen, die zur Funktion einer Digitalschaltung f¨uhren, sind zwar g¨anzlich andere als die f¨ur Analogschaltungen. Analog- und Digitalschaltungen k¨onnen aber bez¨uglich der Verkopplung mit der Umgebung v¨ollig gleich behandelt werden, auch wenn sich diese Verkopplungen unterschiedlich auswirken. Es ist f¨ur die EMV-Arbeit n¨utzlich, ja unerl¨asslich, Bauelemente und Baugruppen auf einfachste Ersatzschaltbilder zu reduzieren. Wenn man eine umfangreiche Anlage innerhalb k¨urzester Zeit nach EMV-Gesichtspunkten beurteilen und Verbesserungen vorschlagen soll, hat man gar keine andere M¨oglichkeit. Man braucht die Funktion der Schaltung nicht verstanden zu haben, sondern man muss in der Lage sein, aus den EMV-relevanten Charakteristika die EMV-Problematik einer Schaltung zu erkennen und in einfachsten aber hinreichend differenzierenden Ersatzschaltbildern darzustellen. Dies erfordert eine sinnvolle Modellierung der parasit¨aren Effekte. Beispiele hierzu werden angef¨uhrt. Das vorliegende Buch wurde von der Stoffauswahl so konzipiert und begrenzt, dass die vorgestellte Methodik deutlich wird. Die EMV-Literatur sollte nicht ersetzt, sondern in entscheidenden Punkten erg¨anzt werden. So wurde auch auf die Darstellung der EMVNormen und der zu ihrer Sicherstellung notwendigen Messtechnik verzichtet, weil sie mit dem genannten Ansatz u¨ berhaupt nichts zu tun haben. Die konsequente Anwendung der vorgestellten Methodik wird das Verst¨andnis f¨ur die im praktischen Fall wirklich vorliegenden EMV-Verh¨altnisse schnell vertiefen und damit zu einer ganz anderen EMV-Arbeitstechnik als u¨ blich f¨uhren. Das Verst¨andnis der EMV-Zusammenh¨ange ist unerl¨asslich und durch kein Hilfmittel – CAE-Software, Messtechnik, Regeln, die alle ihre Berechtigung haben – zu ersetzen. Der Leser erwarte keine Kochrezepte“; auch ” wurde kein eigenes Kapitel u¨ ber EMV-Maßnahmen“ zusammengestellt. Vorgestellte ” Maßnahmen ergeben sich schl¨ussig aus der Analyse der Zusammenh¨ange. Regeln werden nur aufgestellt, wenn sie umfassend gelten. Eine gute EMV-Arbeit wird auch dadurch blockiert, dass man nur eine L¨osung f¨ur viele unterschiedliche Probleme kennt. Dies wird gern als Vorteil angesehen, weil man sich keine weiteren Gedanken machen muss, erweist sich aber als Haupthindernis bei einer Suche nach optimalen L¨osungen. Auch aus diesem Buch k¨onnte man f¨alschlicherweise herauslesen, man k¨ame mit einigen Standardl¨osungen aus. Hervorragend optimierte Schaltungen wird man nur finden, wenn man aus dem Verst¨andnis der parasit¨aren

5

Effekte unter Ber¨ucksichtigung der Randbedingungen der Entwicklungsaufgabe ganzheitliche L¨osungen entwickelt. Diese werden auch sehr kosteng¨unstige L¨osungen sein. Es gilt zu erkennen, wie L¨osungen f¨ur Verfahren, Schaltungsentwicklung, Konstruktion und Layout gegenseitig g¨unstige oder ung¨unstige Bedingungen schaffen k¨onnen. Die aufgef¨uhrten Beispiele aus der Praxis sollen also nicht dazu verleiten, die Ergebnisse gedankenlos in Form von Kochrezepten ohne die Erarbeitung eines Gesamtkonzeptes auf ein anderes Projekt zu u¨ bertragen. Sie sollen helfen, die dargestellte Theorie mit der Praxis zu verbinden. Das bedeutet, die Theorie in praktischen Aufgabenstellungen in eine Realisierung umsetzen zu k¨onnen. Andererseits m¨ussen die in der Praxis in sehr komplexen Zusammenh¨angen auftretenden EMV-Ph¨anomene durch eine geeignete Methodik getrennt werden k¨onnen, damit sie u¨ berhaupt durchschaubar werden. Eine solche Trennung der einzelnen Effekte ist dem Praktiker a¨ ußerst suspekt, da er die Ph¨anomene nur in komplexen Zusammenh¨angen erlebt und bef¨urchtet, durch eine solche Idealisie” rung“ w¨urde ein Teil der Fakten unber¨ucksichtigt bleiben. Diese Gefahr besteht aber nur, wenn nicht umfassend genug analysiert wird. Bei guter theoretischer Arbeit decken sich theoretische und praktische Ergebnisse mit meist verbl¨uffender Genauigkeit. Der Erwerb der erforderlichen theoretischen Kenntnisse und das Er¨uben der F¨ahigkeit, sie richtig einzusetzen, stellt eine unerl¨assliche Investition“ dar. Nur damit wird eine ” gute EMV-Arbeit erst m¨oglich. Auch die EMV-Diagnose an bereits aufgebauten Schaltungen kann nur effektiv sein, wenn eine Analyse auf einer guten theoretischen Basis das blinde Probieren ersetzt. Die zunehmende Erfahrung im Umgang mit der vorgestellten Methodik wird dem Anwender ein hohes Maß an Sicherheit in der Beurteilung geben – auch beim Vorliegen neuer, ihm noch unbekannter Ph¨anomene. Ist er diese Arbeitsweise erst einmal gewohnt, macht sie auch in der ersten Entwicklungsphase kaum Mehrarbeit. Er wird einen ganz anderen, wesentlich effektiveren Entwicklungsstil bekommen. Den geschilderten Wandel in einer Entwicklungsabteilung umzusetzen, ist eine wichtige Aufgabe der Abteilungsleitung und erfordert eine genaue Kenntnis der Problematik. In allen Bereichen der Entwicklung muss eine Sensibilisierung f¨ur EMV-Qualit¨at und die umfangreichen M¨oglichkeiten ihrer Realisierung erreicht werden. Es reicht nicht, einige Mitarbeiter zu einem EMV-Kurs zu schicken; sie haben keine M¨oglichkeit, gewonnene neue Erkenntnisse gegen den traditionsbedingten Widerstand ihrer Abteilung und ihrer Vorgesetzten durchzusetzen. Alle mit der Projektplanung, Entwicklung, der Konstruktion und dem Layout befassten Mitarbeiter ben¨otigen eine gr¨undliche Ausbildung in der EMV und ihrer Planung. Die aus der neuen EMV-Arbeit sich ergebenden Ver¨anderungen im Entwicklungsablauf sind zu trainieren. Ein EMV-Management hat ein Projekt u¨ ber die gesamte Entwicklungszeit zu begleiten und die Bedingungen f¨ur die n¨otige EMV-Arbeit in allen Entwicklungsphasen sicherzustellen. Nur so kann eine exzellente EMV-Qualit¨at der Produkte erreicht werden. Nur wer Strukturen erkennt, wird sich nicht in einzelnen Ph¨anomenen verlieren!

2

Grundbegriffe und Grundlagen

In diesem Kapitel werden einige allgemeine Grundlagen, Definitionen und Zusammenh¨ange dargestellt, die in den folgenden Kapiteln ben¨otigt werden und auf die auch ohne Verweis zur¨uckgegriffen wird.

2.1

Modell der St¨orbeeinflussung

Der Mechanismus der St¨orbeeinflussung wird u¨ blicherweise mit den im Bild 2.1 dargestellten drei Bl¨ocken beschrieben. In diesem Modell bedeuten [2]:

¨ Storquelle

-

Kopplungsmechanismus

-

¨ Storsenke

Bild 2.1: Modell der elektromagnetischen Beeinflussung

St¨orquelle: St¨orsenke:

St¨orgr¨oße:

Kopplungsmechanismus:

Objekt, von dem eine St¨orung ausgeht. Elektrische oder elektronische Einrichtung (Masche, Stufe, Baugruppe, Ger¨at, Anlage), deren Funktion durch St¨orgr¨oßen beeintr¨achtigt werden kann. Elektromagnetische Gr¨oße (Spannung, Strom, Feldst¨arke, Energie), die in einer elektrischen oder elektronischen Einrichtung eine unerw¨unschte Beeinflussung erzeugen kann. Sie kann zeitlich konstant, periodisch, aperiodisch, determiniert oder stochastisch, leitungs- oder feldgebunden in Erscheinung treten. Physikalischer Zusammenhang, u¨ ber den eine von einer St¨orquelle ausgehende St¨orung auf eine St¨orsenke einwirkt.

Grunds¨atzlich kann die EMV durch Maßnahmen an jedem der 3 Bl¨ocke – der St¨orquelle, der St¨orsenke und dem Kopplungsmechanismus – verbessert werden.

2 Grundbegriffe und Grundlagen

8

¨ 2.2 Spannungs- und Stromubertragung Ein elektrischer Signalkreis besteht aus einer Signalquelle (Sender), einer Signalsenke (Empf¨anger) und den impedanzbehafteten Verbindungsleitungen zwischen beiden. Ein Signal kann prinzipiell durch verschiedene elektrische Gr¨oßen realisiert werden. Hier sollen von ihnen diskutiert werden: • Die Spannung: Die Signalquelle wird im Ersatzschaltbild (ESB) als ideale Spannungsquelle mit der Quellenspannung U q , deren Amplitude die Signalgr¨oße ist, sowie dem in Reihe geschalteten Innenwiderstand Ri modelliert (s. Bild 2.2 a). Der Lastwiderstand RL kann auch den Eingangswiderstand der Folgeschaltung darstellen. Im Allgemeinen wird f¨ur die Spannungs¨ubertragung RL  Ri gelten, d. h. die Spannung U q wird von der Quelle eingepr¨agt, der Strom wird praktisch durch RL bestimmt und ist f¨ur einen hohen Lastwiderstand RL vernachl¨assigbar. • Der Strom: Die Signalquelle wird im Ersatzschaltbild als ideale Stromquelle mit dem Quellenstrom I q , dessen Amplitude die Signalgr¨oße ist, und dem parallelgeschalteten Innenwiderstand Ri dargestellt (s. Bild 2.2 b). F¨ur Strom¨ubertragung gilt i. Allg. Ri  RL , d. h. der Strom I q wird von der Quelle eingepr¨agt, die Spannung an der Last wird praktisch durch RL bestimmt und ist f¨ur RL → 0 vernachl¨assigbar. Die Strom¨ubertragung ist in den Abschnitten 2.4, 6.3.9 und 8.3 ausf¨uhrlich beschrieben. Ri

r

c

c

c

Iq

 U  q ?

RL c a

  r

RL

Ri

RL

Ri

c

c

b

c

Bild 2.2: Signalkreise, Quellen im Spannungsquellen-ESB (a), im Stromquellen-ESB (b) und nur mit Innenwiderstand (c) modelliert

Auf jeden Signalkreis kann jedes der beiden Ersatzschaltbilder aus Bild 2.2 a und b angewandt werden. Beide k¨onnen auch ineinander umgerechnet werden: Der Quellenstrom I q der idealen Stromquelle entspricht dem Kurzschlussstrom I K im SpannungsquellenESB (I q = I K = U q /Ri ) und die Quellenspannung U q der idealen Spannungsquelle der Leerlaufspannung U L im Stromquellen-ESB (U q = U L = I q · Ri ). Welches ESB man anwendet, wird sich nach dem Verh¨altnis Ri /RL richten. Bei Ri /RL  1 wird man das Spannungsquellenersatzschaltbild verwenden, es liegt Spannungs¨ubertragung vor; bei Ri /RL  1 wird das Stromquellenersatzschaltbild zweckm¨aßiger sein (Stromu¨ bertragung).

2.3 Der St¨orabstand als G¨utekriterium

9

Bei EMV-Betrachtungen interessieren h¨aufig nur die eingekoppelten St¨orungen, nicht die Signalgr¨oße. Dann kann der Wert der Signalgr¨oße (der Quellenspannung oder des Quellenstromes) zu null gesetzt, die ideale Spannungsquelle durch einen Kurzschluss und die ideale Stromquelle durch eine Unterbrechung ersetzt werden. Mit der Darstellung der Quellen nur durch ihre Innenwiderst¨ande werden die Ersatzschaltbilder von Spannungs- und Stromquellen gleich (s. Bild 2.2 c). Spannungs- und Strom¨ubertragung unterscheiden sich nur noch durch das Verh¨altnis Ri /RL . Auch der Fall des Abschlusses einer Leitung mit dem Leitungswellenwiderstand an beiden Enden zum Vermeiden von Reflexionen kann mit Ri = RL ber¨ucksichtigt werden; er entspricht formal der Leistungs¨ubertragung. Die Betrachtungsweise, eine Quelle nur durch ihren Innenwiderstand darzustellen, ist f¨ur die EMV-Planung sehr zweckm¨aßig.

2.3

¨ Der St¨orabstand als Gutekriterium

¨ Der St¨orabstand dient der quantitativen Angabe der Qualit¨at einer Ubertragung. F¨ur seine Berechnung muss neben der St¨orgr¨oße auch die Signalgr¨oße ber¨ucksichtigt werden. Werden beide Quellen im Spannungsquellen-ESB modelliert, wobei hier aus Gr¨unden ¨ der Ubersicht der Innenwiderstand der St¨orquelle gegen¨uber den u¨ brigen Widerst¨anden im Kreis vernachl¨assigt wird, erh¨alt man ein Ersatzschaltbild des gest¨orten Kreises, wie es Bild 2.3 wiedergibt. Signalquelle

Ri mU S ?

Bild 2.3: ESB des gest¨orten Kreises

RL

mU K,st¨or ?

Aus US /UK,st¨or ist der St¨orabstand zu berechnen1 : ast¨or = 20 log dB





US UK,st¨or

(2.1)

Mit der willk¨urlich angenommenen St¨orspannung UK,st¨or = 1 V erh¨alt man ihn in dB(V): 

US ast¨or = 20 log dB(V) V 1



US und UK,st¨or sind die Betr¨age der komplexen Spannungen aus Bild 2.3

(2.2)

2 Grundbegriffe und Grundlagen

10

Das gleiche Ersatzschaltbild kann auch f¨ur Strom¨ubertragung verwendet werden, wenn das Stromquellenersatzschaltbild in das Spannungsquellenersatzschaltbild umgerechnet wird (s. Abschn 2.2). Die Quellenspannung US der Signalquelle aus Bild 2.3 wird durch die Leerlaufspannung IS ·Ri der Signalstromquelle ersetzt; die Innenwiderst¨ande Ri sind in beiden Ersatzschaltbildern gleich. Der St¨orabstand bei Strom¨ubertragung ist dann: ast¨or = 20 log dB und



US UK,st¨or





= 20 log 

ast¨or IS · Ri = 20 log dB(V) V

IS · Ri UK,st¨or



(2.3)



(2.4)

Der St¨orabstand kann bei Spannungs¨ubertragung durch Erh¨ohen von US und bei Stromu¨ bertragung durch Erh¨ohen von IS und Ri vergr¨oßert werden2 . Gegen¨uber Massepotentialdifferenzen (UK,st¨or ) ist mit Strom¨ubertragung ein sehr viel h¨oherer St¨orabstand zu erreichen als mit Spannungs¨ubertragung; ein sehr hoher Innenwiderstand d¨ampft einen St¨orstrom infolge UK,st¨or , der sich dem Signalstrom u¨ berlagern k¨onnte. Beispiel: F¨ur ein 20 mA-Schnittstellen-Treiber-IC ist im Datenblatt eines Herstellers Ri ≥ 10 MΩ bei 20 mA angegeben. Die a¨ quivalente Signalquellenspannung betr¨agt dann US ≥20 mA·10 MΩ = 200 000 V und der St¨orabstand mindestens 106 dB(V). Ein solch hoher St¨orabstand ist bei einer Spannungs¨ubertragung nicht denkbar; bei einer Signalspannung von z. B. 10 V w¨are er nur 20 dB(V), also um 86 dB schlechter.

¨ Uber den St¨orabstand (in dB(V)) werden die im Folgenden diskutierten Schaltungen sowohl untereinander als auch mit der Spannungs¨ubertragung u¨ berhaupt erst vergleichbar. ¨ ¨ ¨ eine SigDer St¨orabstand kann als allgemein gultiges EMV-Gutekriterium fur ¨ nalubertragung verwendet werden.

¨ die Stromubertragung ¨ 2.4 Sender und Empf¨anger fur Den meisten Entwicklern ist die Stromquelle im Gegensatz zur Spannungsquelle wenig vertraut. Man denkt eben in Spannungsquellen. Weil Einzelheiten zur Schaltungstechnik von Quellen und Empf¨angern f¨ur die Strom¨ubertragung wenig bekannt sind, sollen sie hier zusammengefasst dargestellt werden. Die wichtigste EMV-relevante Gr¨oße der Stromquellen ist ihr Innenwiderstand Ri . Er sollte m¨oglichst hoch sein. F¨ur die verschiedenen Arten von Stromquellen wurde Ri aus den h-Parametern3 errechnet und daraus der St¨orabstand beispielhaft f¨ur einzelne Transistoren ermittelt. 2

Praktisch sind dem bei einer vorgegebenen Schaltung Grenzen gesetzt, da mit der Erh¨ohung des Kollektorstromes eines Transistors in Emitterschaltung auch dessen Innenwiderstand sinkt. 3 Leider werden die h-Parameter in neueren Transistor-Datenb¨uchern nicht mehr oder nicht mehr vollst¨andig angegeben.

2.4 Sender und Empf¨anger f¨ur die Strom¨ubertragung

11

Bei Spannungs¨ubertragung k¨onnen mehrere Lasten parallelgeschaltet werden; das ist ein großer Vorteil. Bei Strom¨ubertragung m¨ussten mehrere Lasten in Reihe liegen, was sich elektronisch schlecht realisieren l¨asst. F¨ur Punkt-zu-Punktverbindungen bietet sich allerdings die Strom¨ubertragung mit ihrer hervorragenden Unempfindlichkeit gegen¨uber Massest¨orpotentialdifferenzen an. Sie hat ihre Grenzen in der Frequenzabh¨angigkeit des Innenwiderstandes.

2.4.1

Stromquelle mit einem Operationsverst¨arker

Die mit einem Operationsverst¨arker aufgebaute Stromquelle in Bild 2.4 l¨asst Str¨ome in beiden Richtungen zu. Mit der Vernachl¨assigung f¨ur die offene Spannungsverst¨arkung V0 → ∞ wird ihr Innenwiderstand: R1 + 2R2 Ri = R1 R3 (R1 + R2 )(R3 − R2 ) U1 c

R1 + R2

r

r

R3

R2 H +H H H H H H H H H        − 

r

R1

r

I2

c

R2

Bild 2.4: Stromquelle mit Operationsverst¨arker, Widerst¨ande mit gleicher Bezeichnung besitzen den gleichen Widerstandswert

Er hat eine Polstelle bei R3 = R2 . Berechnet man nun mit R3 = R2 und endlicher Verst¨arkung V0 den Innenwiderstand neu, erh¨alt man mit der N¨aherung R2  R1 die einfachen Ausdr¨ucke:   U1 ast¨or U1 1 1 Ri = 2 R1 V0 , I2 = und (2.5) = 20 log 2 V0 · R1 dB(V) V Der St¨orabstand w¨urde danach gegen¨uber der Spannungs¨ubertragung mit dem Faktor 1 oßert: Bei einer offenen Verst¨arkung von 106 also um 114 dB. Er ist von deren 2 V0 vergr¨ Frequenzgang abh¨angig. Die Polstelle R3 = R2 ist aber empfindlich gegen¨uber Exemplarstreuungen oder Drift der Widerstandswerte. Deshalb ist der berechnete St¨orabstand in der Praxis nicht zu erreichen. Besitzen alle Widerst¨ande die Fehlerklasse von g, so werden Innenwiderstand und St¨orabstand:   U1 1 R1 ast¨or Ri ≥ (2.6) bzw. ≥ 20 · log · 4g dB(V) V 4g

2 Grundbegriffe und Grundlagen

12

Beispiel: Bei einer relativen Fehlergrenze (Fehlerklasse) der Widerst¨ande von ±1% wird bei tiefen Frequenzen der Innenwiderstand Ri ≥ 25 R1 ; der St¨orabstand wird um ast¨or ≥ 28 dB gegen¨uber einer Spannungs¨ubertragung mit U1 verbessert, bei einer Fehlergrenze von ±0,1 % um weitere 20 dB. Mit hochgenau abgeglichenen Widerstandsarrays sind also bessere Werte zu erreichen – auch wegen des geringeren Einflusses des Temperaturkoeffizienten.

2.4.2

Stromquelle mit Transistor

Bild 2.5 zeigt eine Stromquelle, bestehend aus einem Transistor mit Emitterwiderstand. Auf der Basisseite interessiert nur der wechselstromm¨aßig auftretende Quellenwiderstand Rq ; alle anderen Bauelemente, so auch die den Arbeitspunkt festlegenden, sind nicht gezeichnet. UE ist die Gleichspannung am Emitterwiderstand (Arbeitspunkt). +c Quelle c Rq

c ~ RE

i2

RL

Bild 2.5: Stromquelle mit Transistor und Emitterwiderstand

u2 UE ?

? c

Mit Hilfe der h -Parameter der Emitterschaltung mit Stromgegenkopplung kann der Innenwiderstand dieser Stromquelle f¨ur niedrige Frequenzen berechnet werden: 

Ri = 







u2 h11 + Rq =  i2 Δh + h22 · Rq



Darin ist Δh = h11 h22 − h12 h21 . Mit der Umrechnung der h -Parameter auf die hParameter und mit h21  1 wird Ri =

h11 + RE h21 + Rq · (1 + RE h22 ) Δh + (RE + Rq)h22

≈

h21 h22

(2.7)

Die f¨ur den Innenwiderstand angegebene N¨aherung Ri = h21 /h22 ist sehr grob und gilt f¨ur Rq = 0. Sie stellt einen optimistischen Sch¨atzwert dar. Im Bild 2.6 ist der St¨orabstand in Abh¨angigkeit vom Kollektorgleichstrom (Arbeitspunkt) und der Emittergleichspannung UE aufgetragen. UE wurde u¨ ber dem Kollektor¨ strom durch eine entsprechende Anderung von RE konstant gehalten und UCE = 5 V angenommen4 . Einen hohen St¨orabstand erh¨alt man mit kleiner Stromverst¨arkung und 4

der berechnete St¨orabstand gilt also jeweils f¨ur Vollaussteuerung.

2.4 Sender und Empf¨anger f¨ur die Strom¨ubertragung

13

hohem Emitterwiderstand. G¨unstig ist deshalb die Verwendung von HF-Transistoren mit niedriger R¨uckwirkungskapazit¨at; sie ergeben außerdem eine hohe Grenzfrequenz. Bild 2.7 zeigt die Frequenzabh¨angigkeit des St¨orabstandes beispielhaft beim Einsatz eines NF-Transistor (hier eines 2N2219). Die 3 dB-Grenzfrequenz betr¨agt hier zwar nur knapp 1 kHz, bei 1 MHz ist aber noch ein St¨orabstand von mehr als 40 dB zu erwarten. ↑ 90 ast¨or dB(V) 80

UE =2 V

.................................................A............. ................... ....................................... ....................................B............ ........... ...... ............................. ............... .. ................ ..... ......C........... .

70 60

0

2

4

6

↑ 90 ast¨or dB(V) 80 70 60

8 10 IC /mA −→

...................................................... ................... UE =10 V . . . . . . . . ............. ..................................................................U....E....=2 V .... ......................................................................................... UE =0,5 V ...... ........ ¨ A .. Stromverstarkungsgruppe .... 0

2

4

6

8 10 IC /mA −→

Bild 2.6: St¨orabstand der Stromquelle aus Bild 2.5, Parameter: Stromverst¨arkungsgruppen A, B und C (links), UE (rechts), berechnet aus den h-Parametern des BC107

↑ 110 ast¨or 90 dB(V) 70 50 30 10

.................................... ...... ...... Bild 2.7: Frequenzabh¨angigkeit des St¨orab....... standes der Quelle aus Bild 2.5 ...... IC =5 mA ...... (berechnet aus gemessenen fre................ .......... quenzabh¨angigen Parametern des .... .... 2N2219, UE = 1 V) ..... ....

100

2.4.3

103

106

f /Hz −→

Stromquelle mit Operationsverst¨arker und Transistor

Der Innenwiderstand der Quelle nach Bild 2.8 l¨asst sich aus den h-Parametern (mit R0 , dem Innenwiderstand, und V0 , der offenen Verst¨arkung des Operationsverst¨arkers bei tiefen Frequenzen) berechnen: V0 RE + Ri =

1 + h22 RE (R0 + h11 + V0 RE ) h21 − h22 RE

h22 (R0 + h11 + V0 RE ) − h12 h21 − h22 RE

≈

h21 h22

(2.8)

2 Grundbegriffe und Grundlagen

14 i2 H +H H H H H H H H H         − 

u1 c

UE , uE

↑ 100 ast¨or dB(V) 90 80 70 60

c

uE = u1

2

i2 =

~ r ?

4

RE

6

u1 RE

Bild 2.8: Stromquelle mit Operationsverst¨arker und Transistor

.........................................................A..... ...............................................................................................................................B.... . . . . . ................. .. .... C ..... .. .. ... . ... 0

→

↑ 100 ast¨or dB(V) 90 80 70 60

8 10 IC /mA −→

UE =0,5 V...10 V ........................................................................ . . . . . . . . .... .... .. . .. ... .. ... Stromverstarkungsgruppe ¨ A . 0

2

4

6

8 10 IC /mA −→

Bild 2.9: St¨orabstand der Stromquelle aus Bild 2.8, Parameter: Stromverst¨arkungsgruppen A, B und C (links), UE (rechts), berechnet aus den h-Parametern des BC107 ↑ 110 ast¨or 90 dB(V) 70 50 30 10

Bild 2.10: Frequenzabh¨angigkeit des St¨or................................................................. ..... abstandes der Quelle aus Bild 2.8 ..... ..... (berechnet aus gemessenen freIC =5 mA .... ........ quenzabh¨angigen Parametern des .... .... 2N2219, UE = 1 V) .... ..... ..

100

103

106

f /Hz −→

Den Bildern 2.9 und 2.10 sind die Einfl¨usse auf den St¨orabstand zu entnehmen. Die Einfl¨usse des Transistors sind durch die Gegenkopplung mit dem Operationsverst¨arker zur¨uckgedr¨angt, die Grenzfrequenz wesentlich heraufgesetzt.

2.4.4

Auswahl einer geeigneten Stromquelle

Den h¨ochsten St¨orabstand, die h¨ochste Grenzfrequenz und weitgehende Unabh¨angigkeit vom Arbeitspunkt wegen der Regelung der Emitterspannung bietet die Schaltung nach

2.4 Sender und Empf¨anger f¨ur die Strom¨ubertragung

15

Bild 2.8. Mit einer sorgf¨altigen Transistorauswahl (h-Parameter) und Dimensionierung l¨asst sich ein vergleichbarer St¨orabstand aber auch mit der Schaltung der Stromquelle nach Bild 2.5 erreichen. Die Schaltungen mit einem Transistor lassen im Gegensatz zu der aus Bild 2.4 nur eine Stromrichtung zu. Abhilfe l¨asst sich schaffen durch eine Schaltung mit zwei komplement¨aren Stromquellen – analog den komplement¨aren Endstufen von Leistungsverst¨arkern. Die Bilder 2.6 und 2.9 zeigen oberhalb etwa 1 mA einen vom Kollektorstrom nahezu unabh¨angigen St¨orabstand. Ursache daf¨ur ist die Abh¨angigkeit des Innenwiderstandes Ri vom Kollektorstrom; das Produkt IC · Ri ist etwa konstant; d. h. auch bei Str¨omen von deutlich unter 20 mA ist ein hoher St¨orabstand zu ereichen. Die St¨orabst¨ande h¨angen von den h-Parametern des verwendeten Transistors ab. Obwohl die Abh¨angigkeit der Parameter vom Arbeitspunkt bei den verschiedenen Transistoren a¨ hnlich ist, k¨onnen besonders bei HF-Transistoren sich etwas andere Verl¨aufe f¨ur den St¨orabstand ergeben. Die genaue Bestimmung des St¨orabstandes einer Strom¨ubertragung bedarf deshalb der Berechnung aus den Transistor-Parametern. Bei Simulationen mit SPICE m¨ussen geeignete Transistormodelle verwendet werden. Zu einfache Transistormodellierung f¨uhrt zu unbrauchbaren Ergebnissen. ¨ Der Einsatzbereich der Stromubertragung ist begrenzt durch den Abfall des Innenwiderstandes zu hohen Frequenzen.

2.4.5

Stromempf¨anger

Als Stromempf¨anger k¨onnen folgende Schaltungen dienen: • Ein Widerstand. Er setzt den Strom in eine Spannung um; er kann auch elektrisch lange Leitungen am Ende abschließen, wenn er dem Leitungswellenwiderstand entspricht. • Ein Transistor in Basisschaltung. • Eine Operationverst¨arkerschaltung nach Bild 2.11. CKomp I1 Cst¨or

r b Ce

R r

r H – H HH H H   r b U2   +  

¨ Im Ubertragungsbereich gilt: U2 = −I1 · R

CKomp ≈ 

ω0 =

0,8 ω0 R

mit

V0 ω1 R(CKomp + Cst¨or )

V0 : Offene Verst¨arkung ω1 : Grenzfrequenz von V0

Bild 2.11: Stromempf¨anger mit einem Operationsverst¨arker

2 Grundbegriffe und Grundlagen

16

Der extrem kleine Eingangswiderstand der Operationsverst¨arkerschaltung hat zwei Vorteile: Der Aussteuerbereich der Quelle kann geringer sein, und parasit¨are Kapazit¨aten (Cst¨or ) z. B. durch ein Kabel zwischen Quelle und Senke werden kurzgeschlossen und damit unwirksam. Die Schaltung ist jedoch instabil. Operationverst¨arker sind f¨ur eine bestimmte Mindestverst¨arkung (meist V = 1) frequenzkompensiert; die Verst¨arkung ist hier aber wesentlich geringer. Außerdem wird dem Eingang eine Kapazit¨at parallelgeschaltet; das Gegenkopplungsnetzwerk besitzt damit einen anderen Phasengang, und der Verst¨arker muss neu frequenzkompensiert werden. F¨ur den Fall einer m¨oglichst hohen 3 dB-Grenzfrequenz wurde die Kompensationskapazit¨at CKomp berechnet (s. Bild 2.11). Die Strom¨ubertragung verh¨alt sich bei kapazitiver Last – z. B. durch geschirmte Kabel – anders als die Spannungs¨ubertragung. Bei der Spannungs¨ubertragung wird diese Kapazit¨at u¨ ber den Innenwiderstand umgeladen. Das begrenzt die Grenzfrequenz. Um sie zu erh¨ohen, kann der Innenwiderstand verringert werden. Dann muss die Quelle aber einen h¨oheren Strom aufbringen k¨onnen. Bei einer Strom¨ubertragung kann der Strom durch die Lastkapazit¨at verringert werden, indem die Spannung an dieser Kapazit¨at mit dem Empf¨angereingangswiderstand RL verkleinert wird. Beispiele f¨ur Schaltungen mit Strom¨ubertragung finden sich im Abschn. 8.3.

¨ 2.5 Unsymmetrische und symmetrische Ubertragung ¨ Bei unsymmetrischer Ubertragung liegt einer der beiden Leiter auf Masse (Bild 2.12). Masse ist damit R¨uckleiter f¨ur den Signalstrom. Dies f¨uhrt zu EMV-Problemen, die noch ausf¨uhrlich diskutiert werden m¨ussen. Ri uS

c

  ?

c uL

c

? c

RL

Bild 2.12: Unsymmetrisches System mit Spannungs¨ubertragung

¨ Eine Ubertragung ist symmetrisch, wenn, wie im Bild 2.13, die Spannungen beider Signalleitungen uL1 und uL2 gegen Masse gleich groß, aber von entgegengesetzter Polarit¨at sind. Die Spannung uDM = uL1 − uL2 5 zwischen den Signalleitungen wird als Gegentaktsignal bezeichnet. Die Impedanzen gegen Masse m¨ussen jeweils in der Quelle und der Senke gleich groß sein (Ri1 = Ri2 , RL1 = RL2 ). Der Signalstrom eines Gegentaktsignals ist auf der Masse – wie bei allen symmetrischen Systemen – null.

5

DM: Differential Mode

¨ 2.5 Unsymmetrische und symmetrische Ubertragung Sender Ri1 h r h Ri2

17

b

b uDM ? b

b uCMl

¨ Empfanger uL1 ? RL1 r uL2 6 RL2

r

Bild 2.13: Symmetrisches System mit Spannungs¨ubertragung

In einem solchen aus drei Leitern bestehenden System sind auf den Signalleitungen aber auch Signale m¨oglich, die gleich groß sind und deren Polarit¨at ebenfalls gleich ist, man nennt sie Gleichtaktsignale (uCM 6 ). H¨aufig sind beide Signalformen gemischt. Aus den Spannungen uL1 und uL2 der beiden Signalleitungen gegen das Bezugspotential errechnet man den Anteil vom: Gegentaktsignal : uDM Gleichtaktsignal : uCM

= uL1 − uL2 und vom uL1 + uL2 = 2

(2.9) (2.10)

Im Sonderfall uL1 = −uL2 liegt ein reines Gegentaktsignal und im Sonderfall uL1 = uL2 ein reines Gleichtaktsignal vor. Grunds¨atzlich k¨onnen sowohl Nutz- als auch St¨orsignale als Gegentakt- oder Gleichtaktsignale auftreten. Die angestellten Betrachtungen gelten also f¨ur beide Signalarten. ¨ Die symmetrische Ubertragung erm¨oglicht eine Unterscheidung beider. Treten bei einer ¨ Ubertragung eines Gegentakt-Nutzsignales St¨orsignale als Gleichtaktsignale auf und gelingt es, die St¨orung als Gleichtaktsignal zu erhalten, bleibt das Nutzsignal ungest¨ort. Gelangt ein Teil der St¨orung in das Nutzsignal, ist er aus ihm nur noch durch Filterung oder Kompensation zu entfernen. Eine Filterung ist aber nur wirksam, sofern Nutzund St¨orsignale in unterschiedlichen Frequenzbereichen liegen. Das Bem¨uhen sollte also darin liegen, St¨orungen gar nicht erst als Gegentaktsignal auftreten zu lassen. Dies ist eine a¨ ußerst wichtige Erkenntnis. 7 6 7

CM: Common Mode In der EMV-Technik werden Gleichtaktst¨orsignale auch als asymmetrische St¨orungen, Gegentaktst¨orsignale als symmetrische St¨orungen und der (scheinbare) Sonderfall uL1 = 0 und uL2 = 0 (oder umgekehrt) als unsymmetrische St¨orung bezeichnet. Diese Bezeichnungen sind nicht nur u¨ berfl¨ussig sondern aus zwei Gr¨unden a¨ ußerst fragw¨urdig: 1. Die griechische Vorsilbe ,, ” (vor Vokalen ,, ”) bedeutet im Deutschen ,, un-”; die Begriffe ,,unsymmetrisch” und ,,asymmetrisch” bedeuten sprachlich genau dasselbe, sollen aber unterschiedliche F¨alle bezeichnen. Das Argument, ein Begriff sei allein durch seine Definition eindeutig, kann nicht akzeptiert werden: Eine Unterscheidung ben¨otigt auch eine sprachliche Entsprechung.

2 Grundbegriffe und Grundlagen

18

Das Ph¨anomen, dass die Schaltung aus Signalquelle, -senke und Leitungssystem Anteile des Gleichtaktsignals in ein Gegentaktsignal umwandelt, nennt man GleichtaktGegentakt-Konversion. Sie tritt auf, weil das Netzwerk in Bild 2.13, bestehend aus den Widerst¨anden Ri1 , Ri2 , RL1 und RL2 – ggf. m¨ussen auch die Leitungsparameter ber¨ucksichtigt werden –, eine Br¨ucke bildet. An deren einer Diagonale liegt das Gleichtaktsignal UCM . Wenn die Br¨ucke abgeglichen ist (Ri1 = Ri2 und RL1 = RL2 ), steht am Empf¨angereingang, der anderen Br¨uckendiagonale, ein Signal, das nur Anteile des Gegentaktnutzsignales UDM und keine Anteile des Gleichtaktst¨orsignales enth¨alt. Ist die Br¨ucke aber nicht genau abgeglichen, enth¨alt das Signal am Empf¨angereingang auch Anteile des Gleichtaktst¨orsignales: Die Unsymmetried¨ampfung ist nicht mehr unendlich. Die Empfindlichkeit der Br¨ucke und damit ihre Unsymmetried¨ampfung ist auch abh¨angig vom Verh¨altnis Ri /RL . Ist Ri = RL , z. B. bei mit dem Leitungswellenwiderstand an beiden Enden abgeschlossenen Leitungen, so ist die Br¨uckenempfindlichkeit am gr¨oßten. Haben die Widerst¨ande alle die gleiche Fehlerklasse gR , erhalten wir aus einer Fehlerrechnung eine Unsymmetried¨ampfung:   UCM = −20 · log (gR ) (2.11) aCM/DM = 20 · log UDM Beispiel: Bei einer Fehlergrenze der Widerst¨ande von z. B. gR = 1 % wird das Gleichtaktsignal nur um mindestens 40 dB ged¨ampft.

Die Verh¨altnisse sind bei Spannungs- und Strom¨ubertragung wesentlich g¨unstiger: Bei Spannungs¨ubertragung (Ri /RL  1) ist die Unsymmetried¨ampfung: 

aCM/DM = 20 · log

UCM UDM





= 20 · log

1 RL · 4 · gR Ri



(2.12)

und bei Strom¨ubertragung (Ri /RL  1): 

aCM/DM = 20 · log

UCM UDM





= 20 · log

Ri 1 · 4 · gR RL



(2.13)

Beispiel: Schon bei einem Widerstandsverh¨altnis Ri /RL bzw. RL /Ri von nur 1 000 hat man 48 dB mehr D¨ampfung als bei abgeglichener Br¨ucke – also insgesamt mindestens 88 dB.

¨ Uber den beschriebenen Effekt hinaus wird innerhalb des angeschlossenen Empf¨angers infolge seiner begrenzten Gleichtaktunterdr¨uckung ein Teil des Gleichtaktsignales in ein Gegentaktsignal konvertiert.

2. Ein sogen. ,,unsymmetrisches” Signal besitzt einen Gegentakt- und Gleichtaktanteil, und diese Anteile und nicht das Signal selbst werden von den technischen Einrichtungen (von Gleichtaktdrosseln ¨ oder bei der symmetrischen Ubertragung) unterschiedlich behandelt. Der Begriff tr¨agt also nichts zur Erhellung eines Sachverhaltes bei und deshalb eher zum Gegenteil!

¨ 2.5 Unsymmetrische und symmetrische Ubertragung

19

¨ ¨ Symmetrische Ubertragung verringert nicht nur die St¨orempfindlichkeit der Ubertragung sondern auch deren st¨orende Wirkung auf andere Schaltungen durch Reduzierung (Kompensation) des Stromes auf der Masse. Deshalb sollte z. B. auch das dreiphasige Energieversorgungsnetz m¨oglichst symmetrisch, also mit m¨oglichst gleich auf die drei Phasen verteilter Last betrieben werden (Fallbeispiel s. Abschn. 8.9, S. 200). ¨ Pseudosymmetrische Ubertragung Im Bild 2.14 besteht der Sender nicht, wie es f¨ur ¨ eine symmetrische Ubertragung verlangt wurde, aus zwei gleich aufgebauten Treiberstufen mit gleichen Innenimpedanzen gegen Masse, sondern nur aus einer schwebenden“ ” Stufe ohne Masseverbindung. Die parasit¨aren Kapazit¨aten Ci1 und Ci2 – ggf. auch die gegen das Netz liegenden Kapazit¨aten bei einer galvanisch getrennten Spannungsversorgung des Senders – sowie die Eingangswiderst¨ande RL1 und RL2 bilden eine Br¨ucke. Wenn die beiden Kapazit¨aten gleich sind, ist die Br¨ucke (bei RL1 = RL2 ) abgeglichen und die Unsymmetried¨ampfung hoch. Ungleichheit f¨uhrt zu ihrer Abnahme. F¨ur parallel ¨ zu den Kapazit¨aten liegende Widerst¨ande gelten die Uberlegungen sinngem¨aß. Sender b Ci1 Ci2

Ri guS ?

b

b

b

¨ Empfanger uL1 ? RL1 r uL2 6 RL2

uCMj

r

¨ Bild 2.14: Ubertragung mit schwebendem Sender

¨ Ein Sonderfall dieser Ubertragung wird erzeugt, wenn eine der beiden Klemmen des Senders auf Masse liegt (Bild 2.15). An dieser Klemme liegt, bezogen auf den Massebezugspunkt des Empf¨angers, die Spannung uCM , an der anderen die Spannung (uS + uCM )RL /(Ri +RL ). Mit Ri  RL kann der symmetrische Empf¨anger die St¨orspannung Sender Ri juS ? r

b

b

b

b uCMj

¨ Empfanger uL1 ? RL1 r uL2 6 RL2 r

¨ Bild 2.15: Ubertragung mit einseitig auf Masse liegendem Sender und differenzbildendem Empf¨anger

2 Grundbegriffe und Grundlagen

20

durch Differenzbildung herausrechnen und das Nutzsignal richtig bestimmen, obwohl dieses sich auf ein anderes Potential bezieht (s. auch Abschn. 6.3.4, S. 131).

2.6 Teilkapazit¨at und Betriebskapazit¨at Die Kapazit¨at von Zweielektrodenanordnungen (wie z. B. Plattenkondensatoren) ist bekanntlich unabh¨angig von der Spannung zwischen den Elektroden; sie ist ausschließlich abh¨angig von den geometrischen Gegebenheiten und den Eigenschaften des Dielektrikums8 . Mehrelektrodenanordnungen verhalten sich dagegen anders: Zwar kann zwischen jeweils zwei der Elektroden dieser Anordnung eine Kapazit¨at, die Teilkapazit¨at, bestimmt werden, die – genau wie bei einer Zweielektrodenanordnung – nur von den geometrischen Verh¨altnissen und den dielektrischen Eigenschaften abh¨angt9 . Die wirksame Kapazit¨at zwischen zwei Elektroden ist jedoch auch von den Potentialverh¨altnissen abh¨angig: Diese Kapazit¨at heißt Betriebskapazit¨at. Die Ursache f¨ur dieses Verhalten der Betriebskapazit¨at liegt in der Voraussetzung von Ladungen auf den Quellenund Senkenelektroden f¨ur elektrische Felder. Die Feldverteilung in einer solchen Anordnung kann durch Potential¨anderungen jeder einzelnen Elektrode ver¨andert werden. Die Bedeutung von Teil- und Betriebskapazit¨aten muss unterschieden werden. ab c a p p p pp p p p p p p p p p p pp p p p pp pppppppppppppp pppp" ppp b bpp pp" pp p C p ppp bc pp pp ppppp ppp pp p p p ppp ppppp ppppppppppppppppp pppp ppp ppp pppp pp ppp ppp pp ppp pppp ppppppppppppp ppp p ppp p p p pppppppp ppppp p ppppppp pppppp p p Cac pp p p pp Cab p pppp p p ppp p p ppp p pppppp pppp pp p p pp pp p p p p p p p p p p p p p p p p

Bild 2.16: Teilkapazit¨aten einer Dreielektrodenanordnung

a a

Dies sei an dem Beispiel im Bild 2.16 gezeigt. Die gezeichneten Kapazit¨aten Cab , Cbc und Cac zwischen den Elektroden a, b und c seien die von den Ladungen unabh¨angigen Teilkapazit¨aten der Anordnung. Ist z. B. die Elektrode c nicht angeschlossen, kann sich also ihre Ladung nicht a¨ ndern, so ist die Betriebskapazit¨at zwischen den Elektroden a und b: Cac Cbc + Cab Cab,Betr = Cac + Cbc Sind dagegen die Elektroden b und c verbunden – dies k¨onnte als gemeinsame Masseverbindung interpretiert werden –, so ist die Betriebskapazit¨at: 8

Dabei wird vorausgesetzt, dass beide Elektroden gleich große Ladungen unterschiedlichen Vorzeichens besitzen, die Gesamtladung also null ist und die Materialeigenschaften des Dielektrikums unabh¨angig von der Spannung sind. 9 Zur Definition von Teil- und Betriebskapazit¨at s. z. B. [26].

2.6 Teilkapazit¨at und Betriebskapazit¨at

21

¨ Storquelle

Koaxkabel

. .. . ... . .. .... ..... ................................................................... . ... .. ... ....... ....................................... ...... .... ........................................................ ............ ... .. ............... .... .. .. .. ........ .. .. . .. . ...... .. ........... ......... .. ... ............ . .... ......................... .... .................................................................. ... ........................ .... ... .. . .... .. . . . ........ .. ... .... ..... .. . . ........... .. .... .... .... .... ...... ..................... .... ........................................................ ... ..................... ...... .... ..... .... ...... ... .... ... .............. .... ........ ... ................... ... . .................... .. ........ ......................... .. .... .. ........ . . . . . . . . . .... ........... . ................. ............. .. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .. . . .. .... . . . .......... ..................... .............................. ................................................................................................................................................................ ........................................... .................................................... .. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .... ... . . . ... .. . ................................................................................................................................................................................................................................................................................................................................................................................................. . ............. .................. ........ .. . .. .. . ......... .................... .............. . .......... ....................... ....................................................................................................................................................................................................... ............................................ . ......... . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .. .... . ... .. ......................... ............. ........................................ ....... ........ .... ... ............... .... ......... ... ..................... .. ... . ...... . . ... . .... ... ... .... ....... ..................... .... ........................................................ ... .................... ....... ... ... .... ...... . . . ............ . . . . ... ... ....... . . . . . . . . . . . . . st¨ o..r .. ... ..... ....... .. ................................................................ .... ................. .. .. .... ...... ......... . ....... .. . . . .. ........ . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . ... . . . . . ........ .. .. . .... . . .. ....... ........ .. ............... .... ...................................... ....... .. ..................... ... ............................................... .... . ... .... .... .. .............. .... ...... .. .. .. .. . . .. .................................. ..

 Schirm 

1H

HH x

u

zX @ XX 2 @ @ @ @ @

j ?

Bild 2.17: Koaxkabel im elektrischen St¨orfeld, Kabelinnenleiter auf Masse bezogen, Schirm nicht an Masse: Keine Schirmwirkung (Gesamtladung null vorausgesetzt). ¨ Storquelle

Koaxkabel

.. ............................ .. . . ... .. . .. .. ...... ............... ......... .. .................... ... .... ... .... ... . .... .. ........................................ ...... ......................... .... ...................... ... ......................... .. . ..... .. ................... .. .. . . . . . . . . .. .... ................ ................ . . . . . . . .. . . . . . . . . . .. ................................................................. .. .......... ..... ... ... .. .. .. .. ... ..... ... ........ .. . .. .... ... . ................. ......... ... ... .. . ......... ... .... .......... ... .. .. .. ...... ... .... .... .... ... ...... .................... .... . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . ................... .. . . ....... .... .. ............. .... ........... .......................... . .................. ................................................ ....... ................ ..... ... .... ............ .. ................. ............. .. ... . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . ..... ............ .......... .................. .. ........................ ................................................................................................................. ........... ......... .................. .............. .. ....... .. . . ........... .. .. .. ....................................... ............................................................................................................................................................................................................................................................... .... ... ... ...... . . . . .................. ................................................. ... . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . ..... .............. .. ... ........... ........... .. ....................................................................................... ... ................. ... ........... .. ............... .......................................... ................. .. . . .............................. ....... ................. .. . . . . . . . . . . ........ . . . . . ................... . ... .. .. . ... ...... . ..... ............................................................... ................. ..... .. .... .... ....... .... ... ... .... ...... ................... ... .. ........ ... ... .. .. .. .. .. .. .. st¨ o..r. ..... ..... ................... ...................................... ..... ......................................... .................... ..... ... .... ........ ........ .................... . . .. ......... ....... .. . . .. . . . . . . .......... .. ..... .. .. .......... . .... .. ......... . .. .... .. ............... ... .......................................................... . ..... . ....................................... ...... ... .... ... .................................................................... .... ....... .. ... .. .. . . .

 Schirm 

1H

HH x

u

zX @ @ XX 2 @ @ @ @

j ?

Bild 2.18: Schirm an Masse: Elektrostatische Schirmwirkung vorhanden (Gesamtladung null vorausgesetzt). C12 ... .. .... .... .... ....... ...... .... .... .... .... ... . .... .... .... .. .. . . . . .... . .. ... . ... .. ... ... . .... .......................... .. . . .... .. ....... . ..... ........ .. ... ... .. .. .... ..... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... ..... .... .... .... .... .... .... .... .... ......... .... ...... .. . .. .. .... .. .. .. ... . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .. .... . ....... ........ .................. ..... ........

r

x

1

C1S

CS2

z

Schirm

2

Bild 2.19: Teilkapazit¨aten f¨ur die Anordnung aus den Bildern 2.17 und 2.18

Cab,Betr = Cac + Cab Diese Eigenschaft von Mehrelektrodenanordnungen macht man sich bei der Schirmung ¨ zunutze. Die Wirkung des Schirms liegt allein in der Anderung der Betriebskapazit¨at zwischen der st¨orenden und der gest¨orten Elektrode durch Ver¨anderung seiner Ladung und damit der Feldverl¨aufe. Dies sei am Beispiel der Wirkung eines Kabelschirms erl¨autert. Im Bild 2.17 ist der Innenleiter (2) des geschirmten Kabels die Gegenelektrode f¨ur das st¨orende elektrische Feld. Masseelektrode und Masseanschl¨usse sollen den Feldverlauf nicht st¨oren. Der Schirm ist nicht angeschlossen, kann seine Ladung also nicht

2 Grundbegriffe und Grundlagen

22

a¨ ndern. Er verh¨alt sich im Feld nahezu so, als w¨are er nicht vorhanden; seine Leitf¨ahig¨ keit erzwingt im Feldverlauf nur, dass seine Oberfl¨ache eine Aquipotentialfl¨ ache wird. Die Betriebskapazit¨at zwischen Innenleiter (2) und st¨orender Elektrode (1) a¨ ndert sich erst dann wesentlich, wenn der Schirm angeschlossen wird und sich seine Ladung so ver¨andern kann, dass diese Ladung Senke der von der St¨orelektrode ausgehenden Feldlinien (Bild 2.18) wird. Ist der Schirm nicht vollst¨andig geschlossen, verringert sich die Betriebskapazit¨at zwischen St¨orelektrode und Innenleiter des Kabels zwar durch den Schirm, wird aber nicht null. Das Bild 2.19 zeigt die Teilkapazit¨aten zwischen den einzelnen Elektroden der Anordnung. Die Teilkapazit¨at C12 stellt die Betriebskapazit¨at zwischen dem Innenleiter des Kabels (2) und der st¨orenden Elektrode (1) bei auf Masse liegendem Schirm dar. Die Kapazit¨at des Innenleiters gegen die Umgebung entspricht der Transferadmittanz (s. Abschn. 7.6.2) von Kabeln. Die Schirmwirkung leitf¨ahiger Teile kann in Ger¨aten und auf Leiterplatten zur St¨ord¨ampfung durch geschickte geometrische Anordnung – also nur durch konstruktive und layouttechnische Maßnahmen – und ihren richtigen Anschluss systematisch genutzt werden. Als Beispiel sei die Schirmwirkung von K¨uhlk¨orpern oder Geh¨auseteilen, von Massefl¨achen und Masseleitungen auf Leiterplatten genannt.

2.7 Selbstinduktivit¨at und Gegeninduktivit¨at Die Induktivit¨at (Selbstinduktivit¨at) L ist definiert als das Verh¨altnis des Spulenflusses ψ = w ϕ, der die Spule mit w Windungen durchsetzt, zum ihn erzeugenden Strom i. F¨ur die Spule 1 im Bild 2.20 erhalten wir dann: L1 =

w1 ϕ1 (i1 ) i1

(2.14)

Nehmen wir f¨ur die Spule 1 eine kreisf¨ormige Leiterschleife mit einer einzigen Windung an, so ist f¨ur deren Induktivit¨at die gesamte Schleife maßgebend. Aus Symmetriegr¨unden liegen f¨ur jede Stelle dieser Schleife gleiche Verh¨altnisse vor. Deshalb k¨onnen wir die Induktivit¨at auf die Leiterl¨ange beziehen. Man nennt dies Induktivit¨atsbelag L . Sein Wert ist zwar abh¨angig von der Schleifenform (z. B. vom Abstand von Hin- und R¨uckleiter). ¨ Uberschl¨ agig kann man aber mit einem Wert L =1 nH/mm rechnen. Ebenso k¨onnen wir f¨ur einen Teil der Leiterschleife mit der L¨ange l eine Teilinduktivit¨at Lp = L · l, auch partielle Induktivit¨at genannt, angeben. Wir f¨uhren das Gedankenexperiment weiter und f¨ugen Bauelemente, wie z. B. Widerst¨ande, Kondensatoren, Transistoren oder ICs, anstelle eines gleich langen Drahtst¨uckes in die Schleife ein. Es ist einzusehen, dass auch sie als Teil dieser Schleife entsprechend ihrer r¨aumlichen Ausdehnung – neben anderen Eigenschaften – eine partielle Induktivit¨at besitzen. Diese Eigenschaft ist wichtig f¨ur die Bildung eines Ersatzschaltbildes von solchen Bauelementen (s. Abschn. 2.8).

2.8 EMV-Ersatzschaltbilder von Bauelementen ......................... .. ..... ...... ... ... ..... ... ... ... ... ... . .... . .. ... .... .... ... .. ..... ... .... ... ... .... ... ..... .. ... ........ ... ..... . ... ... . . . . . . . . . . . . . . ..... ...... ... .......... .. ......... ... ................ ...... ....... ......... ............ ....... ....... .. .. .......... ... ......... ....... .. ........ ......... .... .... ............. ... ... ................... ............................................. . .. .. ................... .. ................. .......................................................................................... .... .... ... ... . ... ... .... .... . . . . . .......................................................................................................................................................................... ... .. ... ... ... ... . . . . .. ..................................................................... . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .............. ......... ........... ................. .......... 2 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . 2 . . . . . . ......... . . . . . . . . .......... . ... ........ ........ . . . . . . . . . . . . . . ....... ........ ...... ...... ....... ................ ...... ...... ...... ........ .... .... ............ . . . ...... . ..... .... ... ..... ... ... ... ... ..... ... ... ... ... ... ..... ... ... 1 1.... ... ... ... .. ... ... ... ..... .... ... . ....... . . . . ................... .

s

b(i1 )

1

s

23

2

s

L1 =w1 ·

ϕ1 (i1 ) i1

M21 =w2 ·

ϕ2 (i1 ) i1

i ;w

s i ;w

Bild 2.20: Selbst- und Gegeninduktivit¨at von Spulen

Als Gegeninduktivit¨at der Spule 2 zur Spule 1 (s. Bild 2.20) wird das Verh¨altnis des durch i1 erzeugten Spulenflusses ψ2 = w2 ϕ2 , der die Spule 2 durchsetzt, zum ihn erzeugenden Strom in der Spule 1 definiert: M21 =

w2 ϕ2 (i1 ) i1

(2.15)

In homogenen R¨aumen (μ = konstant) ist die Gegeninduktivit¨at der ersten Spule zur zweiten gleich der zweiten zur ersten: M21 = M12 = M . Die Kopplung zweier Spulen ist dem Verh¨altnis der beide Spulen durchsetzenden Fl¨usse, die vom Strom in der einen Spule erzeugt wurden, proportional. Sehr anschaulich kann man sich im Bild 2.20 diese Kopplung (nur!) qualitativ vorstellen als proportional zum Verh¨altnis der durch die Spule 2 tretenden Feldlinien zu den von der Spule 1 erzeugten. Sie h¨angt vom Verh¨altnis der Schleifengr¨oße zum Abstand, aber auch von der Orientierung beider Spulen oder Leiterschleifen zueinander ab. Die gr¨oßte Kopplung erh¨alt man, wenn beide Spulen den gleichen Durchmesser und den geringsten m¨oglichen Abstand voneinander haben – z. B. bifilar gewickelt sind – und eine geringe Kopplung, wenn ihre Spulendurchmesser klein und der Abstand voneinander groß sind. Wird (im Bild 2.20) die Spule 2 so gedreht, dass keine Feldlinien von der Spule 1 durch ihre Schleifenfl¨ache mehr hindurchtreten, so wird die Kopplung null, es wird keine Spannung in die Spule 2 induziert. Dies ist ein f¨ur die EMV sehr wichtiger Sachverhalt.

2.8

EMV-Ersatzschaltbilder von Bauelementen

Die Vorg¨ange in der Natur k¨onnen wir nur physikalisch bearbeiten, wenn wir sie in die Sprache der Physik u¨ bersetzen, d. h. von ihnen ein Modell erstellen, das wir mathematisch beschreiben k¨onnen. Modelle stellen Vereinfachungen dar. Je einfacher ein Modell

2 Grundbegriffe und Grundlagen

24

ist, desto leichter l¨asst es sich bearbeiten, desto weiter wird es sich aber von den Realit¨aten entfernen. Wir m¨ussen bei der Modellierung also einen geeigneten Kompromiss anstreben. Bei der Beurteilung von Ergebnissen sind die Fehler der Modellierung zu hinterfragen. Vorg¨ange in der Elektrotechnik und Elektronik pflegen wir h¨aufig durch Ersatzschaltbilder (ESB) zu beschreiben. Wir k¨onnen heute mit Rechnerunterst¨utzung die Funktion elektronischer Schaltungen u¨ ber Funktionsersatzschaltbilder recht gut simulieren. F¨ur die Diskussion der EMV-Probleme bedarf die Modellierung der parasit¨aren Effekte besonderer Aufmerksamkeit. Das macht die Ersatzschaltbilder komplizierter. Dagegen ist f¨ur die EMV-Arbeit die eigentliche Funktion der Schaltung oder ihrer Bauelemente unwichtig. Man muss ihre EMV-relevante Struktur kennen. Dies kann ausschließlich f¨ur EMV-Betrachtungen genutzte Ersatzschaltbilder ganz wesentlich vereinfachen. Im Folgenden sollen f¨ur die verschiedenen Bauelemente Ersatzschaltbilder diskutiert werden, die sich f¨ur die Behandlung ausschließlich der EMV-Fragen eignen. Die Ersatzschaltbilder enthalten konzentrierte Elemente, die aber verteilte Effekte (z. B. Widerstands-, Selbstinduktivit¨ats-, Gegeninduktivit¨ats- und Kapazit¨atsbel¨age) repr¨asentieren. Deshalb ist ihre Aussagekraft f¨ur hohe Frequenzen begrenzt, sie d¨urfen also nicht unkritisch f¨ur detailliertere Aussagen verwendet werden.

2.8.1

Das Ersatzschaltbild von Leitungen

Im Verh¨altnis zur Wellenl¨ange lange Leitungen werden durch eine Kettenschaltung von Leitungsst¨ucken der L¨ange Δl beschrieben. Bild 2.21 (links), zeigt das Modell. Δl muss deutlich kleiner als die Wellenl¨ange gew¨ahlt werden. L ist die auf die Leitungsl¨ange bezogene Induktivit¨at der Leiterschleife, Induktivit¨atsbelag genannt, R der Widerstands  belag, G der Leitwertsbelag und C der Kapazit¨atsbelag. Eine Leitung heißt homogen, wenn sich die Bel¨age u¨ ber der Leitungsl¨ange nicht a¨ ndern. Leitungen m¨ussen, damit keine Reflexionen an den Leitungsenden auftreten k¨onnen, an den Enden jeweils mit einer Impedanz abgeschlossen sein, die gleich der charakteristischen Impedanz Z der Leitung, dem sogenannten Leitungswellenwiderstand, ist: 

Z

= 

R + jωL G + jωC 







oder f u ¨r ωL  R und ωC  G



L C Damit die von der Signalquelle ausgehende Welle nicht am Leitungsende reflektiert wird, gen¨ugt ein Abschluss am Leitungsende mit dem Leitungswellenwiderstand. Z

=

Die Leitungsbel¨age R , L , G und C  sind u¨ ber die Leitungsl¨ange verteilte Elemente. F¨ur elektrisch (im Verh¨altnis zur Wellenl¨ange) kurze Leitungen k¨onnen als Ersatzschaltbild der ganzen Leitung konzentrierte Bauelemente verwendet werden (Bild 2.21 rechts), die aus den Leitungsbel¨agen und der Leitungsl¨ange l berechnet werden:

2.8 EMV-Ersatzschaltbilder von Bauelementen b

L

R

r

r

G b 

b

25 L

b

R

C r

r

Δl

r G

b 

b -

b

r C

r

r

b -

l

Bild 2.21: Beschreibung eines Leitungselementes Δl durch Leitungsbel¨age (links) und einer elektrisch kurzen Leitung der L¨ange l durch konzentrierte Bauelemente (rechts)

L = L · l,

R = R · l,

C = C  · l,

G = G · l

Diese konzentrierten Bauelemente beschreiben die Leitung nicht mehr genau, wenn die angegebene Bedingung nicht erf¨ullt ist. Bei elektrisch kurzen Leitungen, bei denen die Spannung gegen¨uber der Umgebung sehr klein ist, wie man es f¨ur Masse- und Versorgungsleitungen anstrebt, k¨onnen die Querbel¨age (Kapazit¨ats- und Leitwertsbelag) vernachl¨assigt werden. Man erh¨alt ein vereinfachtes, gr¨oberes Leitungsmodell, bestehend aus einer Reihenschaltung eines Widerstandes und einer Induktivit¨at (Bild 2.22). Die L¨angsimpedanz von Leitungen wird schon oberhalb von etwa 1...10 kHz (der Wert ist l¨angen- und querschnittsabh¨angig) durch den induktiven Anteil bestimmt. Bei hohen Frequenzen braucht praktisch nur die Leitungsinduktivit¨at, bei Gleichstrom und sehr niedrigen Frequenzen nur der Wirkwiderstand ber¨ucksichtigt zu werden. Dieses vereinfachte Modell wird in den folgenden Betrachtungen f¨ur Masse- und Versorgungsleitungen zugrunde gelegt. b

L

R

b

Bild 2.22: Vereinfachtes Ersatzschaltbild einer elektrisch kurzen Masse- oder Versorgungsleitung; die Querbel¨age sind vernachl¨assigt

Den Induktivit¨atsbelag kann man f¨ur grobe Absch¨atzungen mit 1 nH/mm ansetzen. Dieser Wert ist auch abh¨angig von der Form des Leitungsquerschnitts. In [1] sind N¨aherungsgleichungen f¨ur gerade Leiter angegeben; damit berechnet sich die Abh¨angigkeit des Induktivit¨atsbelages L (Induktivit¨at/L¨ange) eines beliebig d¨unnen Leiters mit rechteckigem Querschnitt der L¨ange l und der Breite b von dem Verh¨altnis s = b/l u¨ ber folgende Gleichung: L = 0,2 · (ln(2/s) + 0,5 + 0,22 s) nH/mm

(2.16)

2 Grundbegriffe und Grundlagen

26

1.2 .. ↑ ...  L 1.0 .... .. nH/mm 0.8 .... ..... ....... ........... 0.6 ................ ......................... ..................................... 0.4

....................

0.2 0.0

0.2

0.4

0.6

0.8

1.0 s −→

Bild 2.23: Abh¨angigkeit des Induktivit¨atsbelages eines beliebig d¨unnen Leiters vom Verh¨altnis s = b/l

Im Bild 2.23 ist L u¨ ber s aufgetragen. Es macht die Verringerung des Induktivit¨atsbelages eines Leiters mit zunehmender Breite deutlich. Diese Tatsache ist sehr wichtig, denn sie erkl¨art die Bedeutung fl¨achiger Leiter f¨ur Hochfrequenz. Beispiele f¨ur die Anwendung dieser Erkenntnis sind: • durchgehende Masse- und Versorgungslagen bei Leiterplatten in Multilayertechnik (s. Abschn. 5.10), • stark vermaschte Masseleiter bei Zweilagenleiterplatten, • mehrere verteilte Masseleiter bei Flachbandkabeln, • stark vermaschte Leiter als Potentialausgleichssystem in Geb¨auden oder • die Verwendung m¨oglichst kurzer, breiter Leiter zur niederimpedanten Verbindung von Geh¨auseteilen.

2.8.2

Das Ersatzschaltbild von Widerst¨anden

Das Ersatzschaltbild eines Widerstandes kann als Kombination aus R, L und C angegeben werden (Bild 2.24). Diese drei Bauelemente sind verteilte Elemente, werden aber als konzentriert angenommen, was bei hohen Frequenzen einen Fehler verursacht. Der Widerstand R nimmt bei hohen Frequenzen infolge der Stromverdr¨angung zu. L repr¨asentiert die partielle Induktivit¨at (s. Abschn. 2.7) des Bauelementes. Parallel zu der Serienschaltung aus R und L wirkt die Kapazit¨at C der Anschl¨usse und der Widerstandsschicht (Kapazit¨atsbelag). L und C machen sich bei hohen Frequenzen als Impedanzfehler bemerkbar. Die Induktivit¨at erh¨oht die Impedanz bei niedrigen Widerstandswerten, und b

r

L

R C

r

b Bild 2.24: Ersatzschaltbild eines Widerstandes

2.8 EMV-Ersatzschaltbilder von Bauelementen

27

10 100 1000 . ↑ 100 ... . . . . 80 fZ ..... 60 ...... . . . . 10 Ω . % 40 ........ ............... . . . . . . . . . . . . . . . . . . 20 . . . . . .................................................................................................... 0 .......................................................................................................................................................................................................................................................................................... ................. ......... 150 Ω −20 .............. . . . . . . . ....... −40 1 kΩ ........................... −60 ................... ........................... −80 −100 10 100 f /MHz −→ 1000 Bild 2.25: Frequenzabh¨angiger Fehler der Impedanz von SMD-Widerst¨anden mit einem Widerstandswert von 10 Ω, 150 Ω und 1 kΩ, berechnet mit C= 1 pF, L= 2 nH, Stromverdr¨angung ber¨ucksichtigt (entsprechend der Bauform 0805)

die Kapazit¨at erniedrigt sie bei hohen. Die Frequenzabh¨angigkeit der Impedanz von Widerst¨anden h¨angt sehr stark von der Bauform ab. F¨ur Widerst¨ande, die u¨ ber einen großen Frequenzbereich eine geringe Abweichung vom Widerstandswert besitzen sollen, sollten SMD-Widerst¨ande, bei Widerst¨anden gegen Masse und bei h¨ochsten Anforderungen Koaxial-Bauformen verwendet werden. Im Bild 2.25 ist die Frequenzabh¨angigkeit der Impedanz von SMD-Widerst¨anden der Bauform 0805 mit u¨ ber N¨aherungsgleichungen abgesch¨atzten Werten beispielhaft dargestellt. Der optimale Frequenzgang findet sich bei Widerstandswerten im Bereich von 100...200 Ω. Wenn man m¨oglichst frequenzunabh¨angige Widerst¨ande ben¨otigt, sollte man SMD-Widerst¨ande aus diesem Wertebereich verwenden; kleinere Widerstandwerte werden durch Parallelschaltung, gr¨oßere durch Reihenschaltung von Widerst¨anden aus diesem Wertebereich erzeugt.

2.8.3

Das Ersatzschaltbild von Kondensatoren

Die ,,Platten” und die Anschl¨usse eines Kondensators haben einen von null verschiedenen Widerstand. Da ein sie durchfließender Strom einen stromproportionalen Spannungsabfall erzwingt, wird man diesen Widerstand im Ersatzschaltbild zweckm¨aßigerweise als einen mit der Kapazit¨at in Reihe liegenden Widerstand modellieren. Die wechselnde Polarisierung der Molek¨ule im Dielektrikum bei Anliegen einer Wechselspannung am Kondensator ruft Verluste hervor, die nicht vom durchfließenden Strom sondern von der anliegenden Wechselspannung abh¨angen, deshalb werden diese Verluste durch einen parallel zur Kapazit¨at geschalteten Widerstand richtig beschrieben. Der durch den Kondensator fließende Strom erzeugt ein magnetisches Feld, das durch eine Serieninduktivit¨at (partielle Induktivit¨at) ber¨ucksichtigt werden muss. Wir erhalten das im Bild 2.26 dargestellte Ersatzschaltbild. Dessen Bauelemente sind verteilte Elemente, werden aber als konzentriert angenommen, was bei hohen Frequenzen einen Fehler verursacht.

2 Grundbegriffe und Grundlagen

28 RDielektr RLeitung d

r

r

L

d

C Bild 2.26: Ersatzschaltbild eines Kondensators mit getrennter Ber¨ucksichtigung strom- und spannungsabh¨angiger Verluste C d

RESR

LESL

d

Bild 2.27: Vereinfachtes, u¨ bliches Ersatzschaltbild eines Kondensators

Kondensatoren werden u¨ blicherweise aber nur durch einen Serienschwingkreis wie in Bild 2.27 beschrieben. Dieses vereinfachte Ersatzschaltbild reicht zur Charakterisierung eines Kondensators meist aus. Die charakteristischen Gr¨oßen C, R und L des Serienkreises sind in diesem Ersatzschaltbild frequenzabh¨angig und werden deshalb f¨ur eine charakteristische Frequenz, meist die Resonanzfrequenz, angegeben. R wird als ,,Ersatzserienwiderstand” (RESR oder einfach ESR) und L als ,,Ersatzserieninduktivit¨at” (LESL oder ESL) bezeichnet. RESR enth¨alt alle Verluste, auch die dielektrischen. Die Werte f¨ur RESR und LESL k¨onnen, sofern u¨ berhaupt in den Datenbl¨attern etwas dar¨uber angegeben wird, auch aus den Impedanzverl¨aufen entnommen werden. LESL wird mit der Kapazit¨at aus der Serienresonanzfrequenz fS (Gl. 2.17) berechnet. Der Wert f¨ur RESR ist gleich dem Impedanzwert bei der Resonanzfrequenz fS oder kann aus dem tan δ, dem Verh¨altnis von Ersatzserienwiderstand zu kapazitiver Reaktanz, berechnet werden. LESL =

(2

1 fS )2 C

RESR =

tan δ 2 fS C

(2.17)

Bild 2.28 zeigt den aus C, RESR uns LESL berechneten Impedanzverlauf eines realen Kondensators sowie gestrichelt die Verl¨aufe eines idealen Kondensators C, einer idealen Induktivit¨at L mit dem Wert L = LESL und eines idealen Widerstandes R mit dem Wert R = RESR . Der Impedanzverlauf zeigt drei charakteristische Bereiche. Man erkennt: Die Impedanz ist abh¨angig • unterhalb der Resonanzfrequenz: Praktisch nur von der Kapazit¨at, • bei Resonanzfrequenz: Vom Ersatzserienwiderstand (RESR ), • oberhalb der Resonanzfrequenz: Praktisch nur von der Ersatzserieninduktivit¨at (LESL ). Das heißt: Im Frequenzbereich unterhalb der Resonanzfrequenz strebt die Impedanz gegen den Verlauf der Kapazit¨at des idealen Kondensators, wird also f¨ur Betrachtungen ausschließlich in diesem Bereich durch ihn allein bestimmt. F¨ur den Frequenzbereich

2.8 EMV-Ersatzschaltbilder von Bauelementen

29

2 ↑ 10 ZC Ω 101

..... .......... . . . . . . . . . ......... .......... .......... . . . . . . . . . . . . .......... 10 ......... ......... ......... . ........ . . . . . .. ...... ..... ......... 10 .......... R

.... . .... .... ... . .... . . . . . . . . .... .... ... .... . . .... .... ... 0 ... .... .... .. . . . . .. .... . .... .... ... .... ... . .... . .... .... ... .... ... . . . . . .... . . .... ... .. .... .... .. .... ... −1 . .... .... . .... .... .... .... ... . . . . . .... .... .... .... .... .... .... ........ ...... .... .... .... .... ......... .... .... .... ....... ............. .... .... .... .... .... ESR .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .. .. .... .... ..... .... ... . .... . . . . .... . . . . . . . . . . . . . . . . ESL . . .... ... .. . ..... −2 .... . 0 1..... 2 3 ..

L

10

C

10

10

10

10

f /MHz −→

fS

Bild 2.28: Impedanz ZC (f ) eines Kondensators mit C=100 nF (SMD-Bauform) 4 ↑ 10 ....... ZC 103 ........................ ........... Ω ........... ....C=0,1 ........... nF 2 .... ........... 10 ........... ........... ........... . . . . . . . . . . . . . . . .......... ....... ........... ........ ...... ............................ 101 ....................... ............. .... ........... .......... ..... .. .. ....... ......C=10 nF . ............ ..... ..... ........ 100 ...................... ..... ........................... ....

10

−1

10−2 0 10

......... ........... .... . . ....... ..... .......... ..... .... .......... .... C=100 nF

101

..... ..... ... .

102

103

104 f /MHz −→ Bild 2.29: Impedanz ZC (f ) von Kondensatoren unterschiedlicher Kapazit¨at, aber mit gleich angenommenem RESR und LESL

oberhalb der Resonanzfrequenz aber strebt die Impedanz gegen die einer Induktivit¨at mit dem Wert von LESL , kann also f¨ur Betrachtungen ausschließlich in diesem Bereich durch sie ersetzt werden. Diesen Sachverhalt verdeutlichen auch die Bilder 2.29 und 2.30. Im Bild 2.29 sind die errechneten Impedanzen ZC (f ) von drei Kondensatoren unterschiedlicher Kapazit¨at aufgetragen. Die charakteristischen Werte des 100 nF-Kondensators sind Herstellerangaben entnommen. Um die Zusammenh¨ange deutlicher zu machen, wurden f¨ur die anderen Kondensatoren RESR und LESL des ersten u¨ bernommen und als konstant und frequenzunabh¨angig angenommen10 . Bild 2.30 enth¨alt erg¨anzend die Impedanzverl¨aufe f¨ur einen 10 nF-Kondensator mit verschiedenen Eigen- und Anschlussinduktivit¨aten. 10

F¨ur die Impedanzverl¨aufe von Kondensatoren einer Typ-Familie gilt dies nicht (sondern tan δ = konst.), sie sehen deshalb anders aus.

2 Grundbegriffe und Grundlagen

30 4 ↑ 10 ZC 103 Ω 102

...... .......... ........... .......... . . . . . . . . . ......... .................. . .......... ESL=25 .nH .......... ................... ................... . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . ....... . . . . . .......... ........ ......... .. .......... ................... .................... . . . 1 ................ . . . . . . ........... .. .. 10 .. ........... ........... .................... ......... .................. ............ ................. ESL=17 ..... nH . . . . . . . . . . . . . . . . . . .... ............... ..... ..... 100 ... ....... ........... ....... ... ... ... ....... ........ ESL=1,7 nH ..... ... ... .... ... .... ..... ...... 10−1 .

10−2 0 10

101

102

103

104 f /MHz −→ Bild 2.30: Impedanz ZC (f ) von Kondensatoren mit gleicher Kapazit¨at und gleichem RESR , aber unterschiedlicher Induktivit¨at

W¨ahrend Kondensatoren zum Zwecke einer hohen Schwingkreisg¨ute f¨ur schmalbandige Filter einen m¨oglichst niedrigen tan δ haben m¨ussen, werden f¨ur EMV-Zwecke z. B. bei der Abblockung meist Kondensatoren mit einem hohen tan δ ben¨otigt (s. Kap. 5). Bauform (Abmessungen, Aufbau und Anschlusstechnik im Kondensator) sowie verwendete Materialien bestimmen die charakteristischen Gr¨oßen von Kondensatoren.

2.8.4

Das Ersatzschaltbild von Spulen

¨ Ein anschauliches Ersatzschaltbild einer Spule zeigt Bild 2.31 (links). Ahnlich wie bei Kondensatoren besitzt eine Spule vom hindurch fließenden Strom abh¨angige, als Serienwiderstand zu modellierende Verluste (Kupferverluste der Wicklung) und von der Spulenspannung abh¨angige, parallel zur Spule anzusetzende Kernverluste. Eine parallel zur Induktivit¨at liegende Kapazit¨at ber¨ucksichtigt die Kapazit¨at der Anschl¨usse sowie der Windungen und Lagen untereinander. Die Bauelemente im ESB sind wiederum verteilte Elemente, werden aber als konzentriert angenommen, was bei hohen Frequenzen einen Fehler verursacht. RFe d

RCu

LL r

L r d

e

RL e

C Bild 2.31: Detailliertes ESB (links) und und u¨ bliches Ersatzschaltbild (rechts) einer Spule mit Eisen

2.8 EMV-Ersatzschaltbilder von Bauelementen

31

¨ Ublicherweise wird als Ersatzschaltbild von Spulen insbesondere mit Ferritkernen eine Reihenschaltung von LL und RL angegeben (Bild 2.31 rechts). Vernachl¨assigt man die Wicklungsverluste, l¨asst sich mit diesem ESB das Kernverhalten gut u¨ ber die komplexe Permeabilit¨at μr = μr − jμr beschreiben. Der Widerstand RL repr¨asentiert dann allein die Kernverluste. F¨ur die Impedanz dieser Reihenschaltung kann man nun schreiben: Z L = jωμr L0 = jω(μr − jμr  )L0 = jXL + RL Darin sind XL = ωμr L0 der induktive Blindwiderstand mit L0 , der Induktivit¨at der kernlosen Spule, und RL = ωμr  L0 der die Kernverluste repr¨asentierende Widerstand. Außerdem gilt: μr  RL =  tan δ = XL μr  ↑ 10000  ...............................μ....r........................... .... μr ; μr 1000 ... .......... 

.... ...

. ... . . μr... 100 ... . . . . .. .. ... ......... 

10

a

1 .01

1

.1

10 f /MHz −→

 ↑ 100 μr  ....... μr ; μr 10 ..................................................... .. 

.... ................ .... μr..... 1 .... . ... . . .1 . . ............ c 

.01

1

10

100

↑ 10000  μr ; μr 1000 

................................................... ...... .... ............... μr . . ... .. 100 ... .μ..  . . ... .. r . . . ... 10 ........ ... ... b 1 .1

1

10 100 f /MHz −→

Bild 2.32: Komplexe Permeabilit¨at und Grenzfrequenz von Ferritkernen aus unterschiedlichen Materialien (Fe (a), MnZn (b) und MnNi (c));  durchgezogen: Realteil μr und  punktiert: Imagin¨arteil μr

1000 10000 f /MHz −→

Bild 2.32 zeigt typische Verl¨aufe von Real- und Imagin¨arteil der komplexen Permeabilit¨at von Kernen der zur Verf¨ugung stehenden Materialien (Eisenpulver (Fe), ManganZink (MnZn) und Mangan-Nickel (MnNi)). Diejenige Frequenz, bei der μr und μr  gleich sind, wird Grenzfrequenz des Kerns genannt. Sie bezeichnet den Bereich abnehmender Induktivit¨at, in dem aber die Verluste sehr hoch sind. Die drei Materialien sind f¨ur unterschiedliche Frequenzbereiche geeignet. Das Produkt aus Anfangspermeabilit¨at und Grenzfrequenz liegt nach [5] erfahrungsgem¨aß in einem relativ engen Bereich; Bild 2.32 best¨atigt diesen Zusammenhang. Ein Kern mit h¨oherer Grenzfrequenz wird also einen entsprechend geringeren Wert f¨ur die Anfangspermeabilit¨at besitzen.

2 Grundbegriffe und Grundlagen

32

...................................................................................................................................................................... ........ ....... ... ..... ..... ... . ... NiZn Fe ....... MnZn ..... ... ... ... . . ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... . . ... . . ... 40 ... ... ... ... ... ... ... ... ..... ... 20 ... ....... ...... . ............ . . ........... .................. .................... ..................................................................................................... 0

100 ↑ XL /XL,max 80 % 60

10−2

10−1

100

101

102 103 f /MHz −→

Bild 2.33: Frequenzabh¨angigkeit des relativen Blindwiderstandes verschiedener Kern-

materialien . .. ....... .. ............. ... ... ... ....... ... ...... ... .... ..... ..... ..... ..... ... ... ... .. Fe ... MnZn NiZn . . ... . . . . . . . . ... .. ... ... .. .. . . . . . . . . ... ..... ... . . . . ... ... . . . .... . . . ... ... ........ ... ...... . .... ... . . . ... ... .... .. . . . . ....... 40 .. .... .. . . . . . . . . ... . . . . . . . . . . ... . ... ... ... .. ... ....... ... 20 ... ........ ..... . ... . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .. . . . . . . . . . . . . . . . ........................................................................................................................................................... ...... ............................................................. . . . . . . . . . . . . 0

100 ↑ RL /RL,max 80 % 60

10−2

10−1

100

101

102 103 f /MHz −→

Bild 2.34: Frequenzabh¨angigkeit des relativen Verlustwiderstandes verschiedener Kern-

materialien ↑ Z

R d

r

L

r

C

d

. .... .. ... ... .. .... . . . . . ......... . ... ... . .. .... . ... ......... .... .... . . . .... .. ......... .... ............ ........ ............... .. .................

..

.. .... ..

....

......... ......... ......... ......... ......... ....

.......... ........... .......... .......... . . . . . . . . . .... ............... ................

1

f /f0 −→

Bild 2.35: Vereinfachtes praxisnahes Ersatzschaltbild einer Spule nach [5] und Frequenzgang im Vergleich mit einer idealen Drossel (gestrichelt)

2.8 EMV-Ersatzschaltbilder von Bauelementen

33

In der EMV wird nicht nur das induktive Verhalten von Spulen mit Ferritkernen (Induktivit¨aten oder Transformatoren) genutzt. Mit ihrem Verlustwiderstand k¨onnen St¨orenergien auch absorbiert werden. Die Frequenzbereiche f¨ur eine optimale Nutzung gehen beispielhaft aus den Bildern 2.33 und 2.34 hervor, in denen die Frequenzabh¨angigkeit des Blindwiderstandes XL bzw. des Verlustwiderstandes RL , jeweils bezogen auf den maximal erreichbaren Wert, f¨ur einzelne Kerne aus den drei unterschiedlichen Materialien aufgetragen ist (nach [6]11 ). Ber¨ucksichtigt man noch die Kapazit¨aten der Anschl¨usse und der Wicklung, die auch von den Materialeigenschaften des Kernmaterials (κ, εr ) abh¨angig sind, erh¨alt man das ¨ im Bild 2.35 (links) dargestellte Ersatzschaltbild. [5] weist eine hinreichend gute Ubereinstimmung von Rechen- und Messergebnissen f¨ur Amplitude und Phase der Impedanz u¨ ber einen weiten Frequenzbereich nach. Bild 2.35 (rechts) zeigt den Frequenzgang einer nach diesem praxisnahen ESB modellierten Spule im Vergleich zu einer idealen mit gleicher Induktivit¨at.

2.8.5

Das EMV-Ersatzschaltbild von Transistoren

F¨ur die EMV-Analyse von Transistorschaltungen gen¨ugen sehr grobe Ersatzschaltbilder. Sie sollen nicht die Funktion der Schaltung beschreiben, sondern helfen, den geschlossenen Umlauf von Str¨omen zu finden. 6 IC ...........................................................................................................

. .. . 6 UCE,sat -.. IB ............................................................................................................ ... ............................................................................................................ ... ....................................................................................................................................................................................................................... 0

0

Bild 2.36: Ausgangskennlinienfeld IC = f (UCE ) eines bipolaren Transistors, IB als Parameter

UCE -

Bild 2.36 zeigt das Ausgangskennlinienfeld eines Transistors. Die hier diskutierten Charakteristika gelten gleichermaßen f¨ur Bipolar- und Feldeffekt-Transistoren. Die Kennlinien haben zwei Bereiche: Einen nahezu horizontalen, dem ein sehr hoher dynamischer Widerstand zuzuordnen ist, und einen nahezu vertikalen, der einen niedrigen Widerstand kennzeichnet. Ein Transistor im nicht u¨ bersteuerten Betrieb wird im Bereich nahezu horizontaler Kennlinienteile betrieben, seine Kollektor-Emitter-Strecke besitzt einen hohen

11

Mit freundlicher Genehmigung von W¨urth Elektronik

2 Grundbegriffe und Grundlagen

34 cKollektor(Drain)

iC (iD )

cKollektor(Drain)

  cBezugspotential

cBezugspotential

ESB fur Betrieb ¨ nicht ubersteuerten ¨

ESB fur Betrieb ¨ ubersteuerten ¨

Bild 2.37: F¨ur EMV-Betrachtungen ausreichendes Ersatzschaltbild von bipolaren Transistoren (Feldeffekttransistoren) f¨ur den Kollektor-(Drain)-Anschluss gegen Bezugspotential

UB c

iV

 

cUS

Bild 2.38: F¨ur EMV-Betrachtungen ausreichendes Ersatzschaltbild f¨ur Versorgungsanschl¨usse (links) und Signalausg¨ange (rechts) integrierter Schaltungen

dynamischen Widerstand. Der Transistor kann also als Stromquelle – mit einem n¨aherungsweise als unendlich hoch angenommenen Innenwiderstand 12 – modelliert werden; der von der Basisseite gesteuerte Kollektorstrom – und nur dieser – wird also in das an den Kollektor angeschlossene Netzwerk eingepr¨agt. Ein Strom aus anderen Quellen wird damit f¨ur die Kollektor-Emitter-Strecke ausgeschlossen. Die Kollektor-Emitter-Strecke eines durchgeschalteten Transistors dagegen kann f¨ur den Fall, dass nur Wechselstromvorg¨ange betrachtet werden sollen, sehr vereinfacht als Widerstand mit kleinem Widerstandswert (vertikaler Kennlinienteil) angenommen werden; die Spannung UCE,sat (S¨attigungsspannung) wird f¨ur EMV-Zwecke meist vernachl¨assigt. Im Bild 2.37 sind die Ersatzschaltbilder der Kollektoranschl¨usse von Transistoren in Emitterschaltung f¨ur die beiden erl¨auterten Betriebsbereiche gegen die Bezugsklemme (Masse oder eine Versorgungsspannung) angegeben. Sie gelten auch f¨ur die DrainAnschl¨usse von Feldeffekttransistoren. Anders verhalten sich Transistoren in Kollektor- bzw. Drainschaltung (Emitterfolger bzw. Sourcefolger). Der Emitter- bzw. Sourceanschluss kann als Spannungsquelle mit geringem Innenwiderstand modelliert werden; dies gilt unabh¨angig davon, ob sich der Transistor im u¨ bersteuerten oder nicht u¨ bersteuerten Bereich befindet. Um die Ersatzschaltbilder integrierter Schaltkreise in Bezug auf ihre Versorgungs- und Ausgangsklemmen zu bestimmen, braucht man nur deren Endstufen zu betrachten, weil

12

Dieser Widerstand nimmt mit zunehmendem Kollektorstrom ab; dies ist jedoch f¨ur eine EMV-Analyse meist uninteressant.

2.8 EMV-Ersatzschaltbilder von Bauelementen

35

dort die gr¨oßten Str¨ome fließen. In der Regel kann der Versorgungsanschluss als Stromquelle (Kollektor oder auch Drain) modelliert werden (Bild 2.38 links) und der Signalausgang, Spannungs¨ubertragung vorausgesetzt, als Spannungsquelle. Setzt man noch deren Signalspannung f¨ur EMV-Betrachtungen zu null und vernachl¨assigt ihren Innenwiderstand, wird der Signalausgang als Kurzschluss dargestellt (Bild 2.38 rechts).

2.8.6

Transformatoren und EMV

Transformatoren bed¨urfen unter EMV-Aspekten einer besonderen Betrachtungsweise. Zwei Aspekte m¨ussen diskutiert werden: 1. Rush-Effekt: Schaltet man eine Induktivit¨at oder einen Trafo an eine sinusf¨ormige Wechselspannung im Augenblick des Spannungsnulldurchganges, so liegt f¨ur diesen Moment folgender Zustand vor: • Die Momentanwerte der Induktion und des Flusses im Einschaltmoment m¨ussen null sein; denn beide Gr¨oßen k¨onnen sich nicht sprunghaft a¨ ndern. ¨ • Aber auch die Anderungsgeschwindigkeit des Flusses dϕ/dt muss null sein: Denn die Verl¨aufe von Induktion und magnetischem Fluss befinden sich nach dem Induktionsgesetz wegen des Spannungsnulldurchgangs gerade in einem Extremum. Diese Bedingungen k¨onnen nur gleichzeitig erf¨ullt sein, wenn der sinusf¨ormige Verlauf der Induktion um den Spitzenwert verschoben ist – je nach Richtung des Nulldurchgangs nach oben oder nach unten. Nach einer Halbwelle erreichen die Induktion b(t) und der Fluss ϕ(t) den anderen Extremwert, der etwa um den Spitze-Spitze-Wert von null verschieden sein muss. Die Induktion steigt also auf die doppelte Nenn-Induktion. Da Eisen schon bei einfacher NennInduktion nahe an seiner S¨attigungsgrenze betrieben wird, ger¨at es stark in die S¨attigung, μr und die Induktivit¨at werden sehr gering. Der Einschaltstrom wird praktisch nur noch durch den ohmschen Widerstand der Spule begrenzt. Der maximale Einschaltstrom, der dabei auftreten kann, l¨asst sich n¨aherungsweise aus dem Quotienten aus dem Spitzenwert der Spannung und dem ohmschen Widerstand der Spule berechnen: ˆ /R Imax = U Transformatoren mit kleiner Kurzschlussspannung (h¨oherem Wirkungsgrad), wie Ringkerntransformatoren, verhalten sich demnach in diesem Punkt kritischer als solche mit h¨oherer Kurzschlussspannung (niedrigerem Wirkungsgrad). In der Praxis h¨angt der Phasenwinkel, bei dem der maximale Einschaltstrom auftritt, noch von der Remanenz im Eisen und damit vom Phasenwinkel beim letzten Ausschalten ab; der Rush-Effekt kann also nicht einfach durch ein erzwungenes Einschalten im Spannungsmaximum verhindert werden.

36

2 Grundbegriffe und Grundlagen

Die Verschiebung der Induktion klingt in einem Ausgleichsvorgang mit der Zeitkonstanten τ = L/R ab, die, solange sich das Eisen in der S¨attigung befindet, sehr klein ist. Der Ausgleichsvorgang ist im Wesentlichen schon nach etwa einer Sinushalbwelle nach dem Einschalten abgeklungen und kann deshalb n¨aherungsweise als Sinushalbwelle mit dem Spitzenwert Imax modelliert werden. Der Effekt erzeugt also keine h¨oherfrequenten Anteile und damit keine hochfrequenten St¨orungen. Imax kann aber sehr groß werden – z. B. bei einer Netzspannung von 230 V und einem Gleichstromwiderstand der Prim¨arwicklung von 5 Ω betr¨agt er 65 A – und kann die Sicherung, die dem Transformator vorgeschaltet ist, ausl¨osen; dies sollte (z. B. durch einen w¨ahrend des Einschaltvorganges zus¨atzlich wirksamen Widerstand) verhindert werden. Ob der Strom auch durch induktive Kopplung oder Impedanzkopplung Schaltungen im Umfeld st¨oren kann, ist zu pr¨ufen. 2. Gleichtaktverhalten: Der Transformator wird im normalen Betrieb mit einem Gegentaktsignal beaufschlagt. Die angelegte Spannung wird mit dem Windungszahlverh¨altnis transformiert, in Ger¨aten in der Regel heruntertransformiert. Dies gilt sowohl f¨ur das Nutzsignal als auch f¨ur Gegentaktst¨orsignale. St¨orung treten aber h¨aufig als Gleichtaktsignal auf. F¨ur diesen Fall ist der Transformator bei einer galvanischen Trennung der Wicklungen eigentlich eine Sperre. Aufgrund der unvermeidlichen Kapazit¨at zwischen Prim¨ar- und Sekund¨arwicklung k¨onnen aber trotzdem Wechselstr¨ome fließen, und zwar sowohl netzfrequente als auch h¨oherfrequente bei entsprechenden St¨orungen. Diese St¨orungen werden nicht mit dem Windungszahlverh¨altnis heruntergeteilt. Der Transformator kann f¨ur derartige Gleichtaktsignale als Kapazit¨at zwischen Prim¨ar- und Sekund¨arkreis modelliert werden (s. Bild 2.39), deren Wert mit einem Kapazit¨atsmessger¨at bei niedrigen Frequenzen (z. B. 50 Hz) zwischen den Wicklungen gemessen wird, indem zweckm¨aßigerweise die Enden jeder Wicklung miteinander verbunden werden. Ein solches einfaches Modell reicht f¨ur die meisten Betrachtungen aus. F¨ur genauere Analysen muss das Gleichtakt¨ubertragungsverhalten zwischen den Prim¨ar- und Sekund¨aranschl¨ussen des Transformators bei betriebsm¨aßiger Beschaltung mit einem Netzwerkanalysator u¨ ber der Frequenz bestimmt werden. Der aus dem Netz durch Gleichtaktst¨orsignale u¨ ber die Wicklungskapazit¨at influenzierte Wechselstrom muss sich von der Sekund¨arseite zur Quelle (Netz) zur¨uck schließen. Sein Weg durch das Ger¨at ist zu untersuchen. Bei Netzfrequenz kann dieser Strom zwar sehr klein sein, dennoch kann er in empfindlichen Schaltungen (NFVerst¨arkern) durch einen Spannungsabfall auf der Masse eine Brummspannung erzeugen. Bei hohen Frequenzen ist diese Kopplung sehr viel gr¨oßer, so dass auch sehr unempfindliche Schaltungen, wie z. B. Digitalschaltungen gest¨ort oder zerst¨ort werden k¨onnen. Auf demselben Wege und u¨ ber denselben Mechanismus werden auch St¨orungen aus dem Ger¨at in das Netz gekoppelt. Wegen der galvanischen Trennung im Netzteil vermutet man diese Kopplung nicht! Hier liegt jedoch der Schl¨ussel zum Verst¨andnis von St¨orkopplungen vom Netz in ein Ger¨at und umgekehrt. Enth¨alt der Transformator mehrere Sekund¨arwicklungen zur galvanischen Trennung verschiedener Netzteile, so sind ebenfalls kapazitive Kopplungen zwischen den Sekund¨ar-

2.8 EMV-Ersatzschaltbilder von Bauelementen d

37

d

.. ... .. ..... ...... .. . ... .. .

.. ... .. ....... .... .. . ... .. .

d

d

d

d

d

d

a

b

Bild 2.39: Einfaches Modell eines Transformators f¨ur Gleichtaktsignale (a) mit der Koppelkapazit¨at zwischen den Wicklungen und den (gestrichelten) Anschl¨ussen zu ihrer Messung sowie (b) als ESB

wicklungen zu ber¨ucksichtigen. F¨ur hohe Frequenzen wird die galvanische Trennung also kapazitiv u¨ berbr¨uckt. U Netz

c

-c

U st¨or

c

c

c I st¨or

c

c

c

Ak

Bild 2.40: Kapazitiv eingekoppelter Massestrom zwischen Netzteilen, die aus den beiden Sekund¨arwicklungen versorgt werden

Sind die Sekund¨arwicklungen nebeneinander u¨ ber unterschiedliche Teile der Prim¨arwicklung gewickelt (Bild 2.40), wie dies z. B. bei Ringkerntransformatoren geschehen kann, so koppelt die Spannung zwischen den Teilen der Prim¨arwicklung kapazitiv in die Schaltung auf der Sekund¨arseite ein. Werden aus den galvanisch getrennten Sekund¨arwicklungen Netzteile gespeist, die wiederum masseseitig miteinander verbundene Baugruppen versorgen, so kann u¨ ber diese Masseverbindung der influenzierte Strom fließen. Wie man daraus resultierende St¨orungen mit Hilfe der Stromanalyse erkennt und ihnen begegnet, ist in den Kapiteln 6 und 7 beschrieben.

3

Kopplungsmechanismen

In einen Signalkreis werden u¨ ber verschiedene Kopplungsmechanismen St¨orungen eingekoppelt. H¨aufig treten die Kopplungsmechanismen kombiniert auf. Sie werden in diesem Kapitel einzeln hergeleitet; dabei werden die jeweils anderen nicht ber¨ucksichtigt. Prinzipiell h¨angt eine in einen Signalkreis eingekoppelte St¨orung nicht allein vom Kopplungsmechanismus selbst sondern auch von Parametern der St¨orquelle und der St¨orsenke ab und kann u¨ ber diese ebenfalls beeinflusst werden.

3.1

Kapazitive Kopplung

3.1.1

Kapazitive Kopplung in unsymmetrische Signalkreise

ist¨or CK ac  ust¨or  ?

Ri r

¨ Storquelle

c b Signalquelle

a’c iL,st¨or uL,st¨or

RL

? c b’ Last

Bild 3.1: Kapazitive Kopplung, Kopplungsmechanismus als Kapazit¨at CK modelliert

Bild 3.1 zeigt einen von der Spannung ust¨or u¨ ber die parasit¨are Koppelkapazit¨at CK gest¨orten Signalkreis mit unsymmetrischer Signal¨ubertragung. Die Signalquelle ist nur durch ihren Innenwiderstand Ri dargestellt. Die Bel¨age der Leitungen aa’ und bb’ seien zun¨achst vernachl¨assigt. Unter der f¨ur die Erfassung des ,,Worst Case” g¨unstigen Annahme, dass immer ust¨or  uL,st¨or gilt, ist ist¨or bzw. I st¨or im Zeit- und Frequenzbereich: ist¨or = CK ·

dust¨or dt

bzw. I st¨or = jωCK · U st¨or

(3.1)

3 Kopplungsmechanismen

40 c

c iL,st¨or

... ... ... . st¨ or .. ............. . . . .................... .. . .... .... ....... .. .. . . .. ... .

i

Ri c

uL,st¨or

RL

? c

Bild 3.2: Kapazitive Kopplung mit einer Stromquelle modelliert

Mit dem in den Signalkreis influenzierten Strom ist¨or kann man die St¨orkopplung auch in einem Ersatzschaltbild wie in Bild 3.2 beschreiben. Der influenzierte Strom wird als Stromquelle modelliert, deren Innenwiderstand f¨ur die Betrachtung des ,,Worst Case” vernachl¨assigt werden kann. Der St¨orstrom ist¨or fließt in die Parallelschaltung von Ri und RL . Der St¨oranteil uL,st¨or bzw. U L,st¨or der Spannung an der Last betr¨agt im Zeitund Frequenzbereich: uL,st¨or =

R i · RL · ist¨or Ri + RL

bzw.

U L,st¨or =

Ri · RL ·I Ri + RL st¨or

oder mit Gl. 3.1: uL,st¨or = CK ·

dust¨or Ri · RL · dt Ri + RL

bzw.

U L,st¨or = j · CK · ωU st¨or ·

Ri · RL (3.2) Ri + RL

und mit der Bedingung f¨ur Spannungs¨ubertragung (Ri  RL ): uL,st¨or ≈ CK ·

dust¨or · Ri dt

bzw.

U L,st¨or ≈ j · CK · ωU st¨or · Ri

(3.3)

Die entsprechenden Str¨ome erhalten wir durch Division von Gl. 3.2 durch RL : iL,st¨or = CK ·

dust¨or Ri · dt Ri + RL

bzw.

I L,st¨or = j · CK · ωU st¨or ·

Ri . (3.4) Ri + R L

und mit der Bedingung f¨ur Strom¨ubertragung (Ri  RL ): iL,st¨or ≈ CK ·

dust¨or dt

bzw.

I L,st¨or ≈ j · CK · ωU st¨or .

(3.5)

Die Wirkung der kapazitiven Kopplung nimmt nach den Gln. 3.2 und 3.4 proportional mit der Frequenz zu. Das St¨orsignal am Eingang der Last erscheint also im Zeitbereich differenziert. Die Gln. 3.2 und 3.4 enthalten jeweils 3 Terme: CK beschreibt den Einfluss der Kopplung, dust¨or /dt bzw. ωU st¨or den der St¨orquelle und die Widerstandsterme den der St¨or¨ senke. Uber jeden dieser Terme kann die St¨orung beeinflusst werden:

3.1 Kapazitive Kopplung

41

1. Verringerung des Einflusses der Koppelkapazit¨at CK • durch Verk¨urzen der L¨ange der st¨orenden und gest¨orten Leitungen, • durch großen Abstand zwischen den sich st¨orenden Leitungen, • indem die st¨orenden und st¨orungsgef¨ahrdeten Leitungen nicht parallel gef¨uhrt werden, • durch Schirmung (Verringern der Betriebskapazit¨at, s. Abschn. 2.6); es k¨onnen sowohl die st¨orende als auch die st¨orungsgef¨ahrdete Leitung oder Schaltungsteile geschirmt werden. Bei gedruckten Schaltungen wird die St¨orung durch eine zwischen die sich st¨orenden Leitungen eingef¨ugte, auf Bezugspotential (Masse) liegende Leitung oder durch eine Massefl¨ache auf der R¨uckseite (z. B. bei Bussystemen) ged¨ampft. ¨ 2. Verringerung der Anderungsgeschwindigkeit der St¨orspannung durch Verwendung aktiver Bauteile mit m¨oglichst niedriger Grenzfrequenz oder k¨unstliche Verringerung mit Tiefpass-Filtern in der St¨orquelle. 3. Verringern des Innenwiderstandes Ri der Signalquelle bei Spannungs¨ubertragung (mit Strom¨ubertragung wird die St¨orung maximal). Zur Diagnose auf kapazitive Kopplung nutzt man die gewonnenen Kenntnisse. Ersetzt man die Signalquelle in geeigneter Weise durch einen Kurzschluss (Ri = 0), so muss uL,st¨or verschwinden oder – bei nicht zu vernachl¨assigender Leitungs-L¨angs-Impedanz – sich entsprechend verringern. Eine Schirmung hat einen a¨ hnlichen Effekt. Um den Einfluss mehrerer vermuteter St¨orquellen zu bestimmen, mache man nacheinander die vermuteten Spannungen der St¨orquellen zu null. Prinzipiell wirkt die Kopplung in beide Richtungen. Die anfangs gemachte Voraussetzung, dass immer ust¨or  uL,st¨or gilt, wird bei sehr geringen Abst¨anden von St¨orquelle und gest¨orter Masche, wie z. B. in Kabelb¨aumen oder benachbarten Leitungen auf Leiterplatten, nicht eingehalten. Zwar gelten noch die hergeleiteten qualitativen Aussagen, f¨ur eine quantitative genauere Aussage reicht diese Betrachtung nicht.

3.1.2

Amplitudengang der eingekoppelten St¨orung

Die kapazitive Last, die im Bild 3.3 mit der Kapazit¨at CS ber¨ucksichtigt ist, kann die Eingangskapazit¨at der Empf¨angerschaltung sein oder die Kapazit¨at eines geschirmten Kabels zwischen Signalquelle und Signalsenke; wenn die Wellenl¨ange der betrachteten Wechselspannung gegen die Kabell¨ange groß ist, kann die Kapazit¨at des Kabels als konzentriertes Bauelement angenommen werden. Die Parallelschaltung der Kapazit¨aten CS und CK bildet mit der Parallelschaltung von Innenwiderstand Ri und Lastwiderstand RL eine Zeitkonstante

3 Kopplungsmechanismen

42

Ri  U  st¨or ?

I st¨or CK c

c

 U  S ? r

¨ Storquelle

UL U L,st¨or

CS

RL

? c

c

Last

Signalquelle

Bild 3.3: Kapazitive Kopplung bei einem Signalkreis mit kapazitiver Last

τ = (CS + CK ) ·

Ri · RL Ri + RL

¨ und f¨uhrt zu einer oberen Grenzfrequenz fg des Ubertragungsbereiches des Nutzsignales (UL /US , s. Bild 3.4 links): fg =

UL US

1 1 = ·RL 2π · τ 2 π (CS + CK ) RRii+R L

UL,st¨or Ust¨or

6

CK CS

@

ohne CS

6

mit CS

@

@

fg

@ @

f

-

fg

f

Bild 3.4: Amplitudengang des Signalkreises f¨ur das Nutzsignal (links) und f¨ur die St¨orung im Signalkreis (rechts), beide Achsen logarithmisch geteilt

Die influenzierte St¨orspannung U L,st¨or ist ohne Ber¨ucksichtigung von CS nach den Gln. 3.4 und 3.5 frequenzproportional. Dies ist hier auch der Fall, solange der kapazitive ·RL Blindwiderstand von CK ||CS groß gegen RRii+R ist, also unterhalb von fg . Oberhalb L von fg wird dieser Blindwiderstand jedoch kleiner als die Parallelschaltung der Widerst¨ande. Dann wird die Amplitude der eingekoppelten St¨orspannung nur noch vom kapazitiven Spannungsteilerverh¨altnis bestimmt nicht jedoch von der Frequenz (s. Bild

3.1 Kapazitive Kopplung

43

¨ ¨ 3.4 rechts). Uber das Verh¨altnis CK /CS k¨onnen also oberhalb des Ubertragungsberei1 ches auftretende St¨orungen ged¨ampft werden . Dieses Verhalten kann auch so interpretiert werden: Die St¨orung hat u¨ ber alle Frequenzen differenzierendes Verhalten; dieses wird oberhalb der Signalgrenzfrequenz durch das integrierende Verhalten des Signalkreises kompensiert. Diese Betrachtungsweise ist sehr sinnvoll, denn der St¨orabstand, berechnet aus dem Quotienten von UL /US und UL,st¨or /Ust¨or , verh¨alt sich im gesamten Frequenzbereich mit und ohne Ber¨ucksichtigung von CS frequenzproportional. Die Zusammenh¨ange gelten gleichermaßen f¨ur Spannungs-, Strom- und Leistungs¨ubertragung.

3.1.3

Kapazitive Kopplung in symmetrische Signalkreise

Im Bild 3.5 ist ein Signalkreis dargestellt, bei dem keine der beiden Signalleitungen mit der Masse der Umgebung (M ) verbunden wurde; man nennt solche Kreise h¨aufig ,,erdfrei”2 . Die parasit¨aren Kapazit¨aten (C1 ...C4 ) bilden eine Br¨uckenschaltung, die abgeglichen ist, wenn gilt C1 C3 = . C2 C4

   .q   .. ...  .  ..... ..... .. ..  . ............. XX XRL . .   ........................pp p C1 .............. C . X X .. XX uL,st¨ orX X 3  X .   . .. XX  .... . . z  . . . . . p . p . . . p  ............ ................... X  . . . . .  . . . . . . . .  .... ... .......................... ... ... appp ................ p  . . ............... . .. ....   ...  ................ ...... ............................. . ................ ................ ...q ............ R ......................C .........2 p  ... ............ ...... .  p p p X q pp ppppppp X  . . . . . . i . . . . p . . ... .  qqqqqqqqqqqqqqqqqq X ....... q . q . . q . q . . q . C q . X .  q . q . . . b q ust¨or pppppppp ............X . q . 4 q . q q q q  q .......X . . q . q . X q q q q q . q q X  q q q q q .... q . q . . q . q . . q . q . . q . q . . q . q . q . ........ qqqqqq ....? ............... qqqqqqqqqqqqqqqqqq ................ ...q.q..q.q..q.q..q.q..q.q qqqqqqqqqqqqqqqqq q q q q q q q q q q qqqqqqqqqqqqqqqqq q q q q q q q qqqqqqqqqqqqqqqqqq qqqqqqqqqqq qqqqqqqqqqqqqqqqq M qqqqqqqqqqqqqqqqqqqqqqqqqqqqqqqqqqqq qqqqqqqqqqqqqqq Bild 3.5: ,,Erdfreier” Signalkreis mit den parasit¨aren Kapazit¨aten (oben) und ESB (rechts)

uust¨or C

.. .. ... .. .. . . . .... .. .. . . 1 ............. 3 ........ .. .. . .. . . . .. .. . . .. ... .. ... i L . .. ...... ....... ...... ...... ...... ...... .. 2 .. .. .. .. .. .. .. . .

C

a w

C

R ||R

wb C4 M

Die Br¨ucke ist dann symmetriert; der Strom in der Br¨uckendiagonale ab ist null. In der Praxis wird man die Kapazit¨aten beider Signalleitungen zur st¨orenden Elektrode und zur Masse durch Verdrillen jeweils m¨oglichst gleich (C1 = C3 und C2 = C4 ) machen. Verlegt man die Leitungen außerdem nahe zur Masse, so dass C1 ,C3  C2 ,C4 werden, 1 2

In a¨ hnlicher Weise wirken Eingangstiefpassfilter Gemeint ist massefrei. Erdung dient dem Personenschutz, Massung der Schaltungsfunktion

3 Kopplungsmechanismen

44

wird die Br¨uckenempfindlichkeit sehr klein und damit eine restliche St¨orung durch nicht exakten Abgleich weiter verringert. Die Symmetrierung muss sich auf alle Teilbereiche der Signalmasche, auf Signalquelle, Signalsenke und die Leitungen, erstrecken; denn die Signalleitungen sind nicht impedanzlos, wie wir zun¨achst vereinfachend angenommen haben. Der geforderte Abgleich hat schaltungstechnische Konsequenzen: Es reicht h¨aufig nicht, unsymmetrisch aufgebaute Schaltungen nur ohne direkten Bezug zum Massepotential anzuschließen; denn die Masse einer solchen ,,hochliegenden” Schaltung besitzt eine sehr viel gr¨oßere Kapazit¨at gegen die Umgebung als die Signalleitung. Sender und Empf¨anger m¨ussen jeweils zwei gleich aufgebaute, gegenphasig arbeitende Schaltungen besitzen. Diese Forderung f¨uhrt auf ein symmetrisches System, wie es in Bild 2.13 (S. 17) dargestellt wurde (s. dazu auch Abschn. 2.5).

3.2 Induktive Kopplung 3.2.1

Induktive Kopplung in Signalkreise

Der im Bild 3.6 dargestellte unsymmetrische oder symmetrische Signalkreis – die Signalquelle ist nur durch ihren Innenwiderstand dargestellt – ist von einer magnetischen Induktion b(ist¨or ) durchsetzt, hervorgerufen durch den Strom ist¨or der st¨orenden Leiter¨ schleife (oben). Die Anderungsgeschwindigkeit des Flusses ϕ(ist¨or ) induziert eine St¨orspannung ust¨or in die Masche. Sie wird mit der Gegeninduktivit¨at MK zwischen der st¨orenden und der gest¨orten Leiterschleife im Zeit- und Frequenzbereich:

 

c

c c

Ri

c ist¨or

.............. ..... ..... ... ..... ... ..... ... ........ ... .... ... ........ ... ....... ... ...... . ...... ... ...... ... . ...... . . . ...... ... ...... ...... ... .. .... ..... ..... ............

?

c MK c 

b(ist¨or ),ϕ(ist¨or ) c

Signalquelle

............ .. .. ... . .... .... ......

u(ist¨or )

iL,st¨or

uL,st¨or ? c Last

Bild 3.6: Induktive Kopplung in Signalkreise

RL

3.2 Induktive Kopplung

45

ust¨or = MK ·

dist¨or dt

bzw.

U st¨or = jωMK · I st¨or

(3.6)

Mit der in den Signalkreis induzierten Spannung ust¨or und unter der Voraussetzung der R¨uckwirkungsfreiheit kann man die St¨orkopplung auch in einem Ersatzschaltbild, wie in Bild 3.7, darstellen. Die induzierte Spannung wird als Spannungsquelle modelliert. d

d iL,st¨or uL,st¨or

Ri d

... ...... ....... .. .. ... .. .. .... ..... .......

RL

? d

ust¨or

Bild 3.7: Ersatzschaltung f¨ur die induktive Kopplung

Am Lastwiderstand RL steht die Spannung: uL,st¨or =

RL · ust¨or Ri + RL

bzw.

U L,st¨or =

RL · U st¨or Ri + RL

oder mit Gl. 3.6 dist¨or RL RL bzw. U L,st¨or = j · MK · ωI st¨or · · dt Ri + RL Ri + RL

uL,st¨or = MK ·

(3.7)

und mit der Bedingung f¨ur Spannungs¨ubertragung (Ri  RL ): uL,st¨or ≈ MK ·

dist¨or dt

bzw.

U L,st¨or ≈ j · MK · ωI st¨or

(3.8)

Die entsprechenden Str¨ome erhalten wir durch Division von Gl. 3.7 mit RL : iL,st¨or = MK ·

dist¨or 1 1 · bzw. I L,st¨or = j · MK · ωI st¨or · . (3.9) dt Ri + RL Ri + RL

und mit der Bedingung f¨ur Strom¨ubertragung (Ri  RL ): iL,st¨or ≈ MK ·

dist¨or 1 · dt Ri

bzw.

I L,st¨or ≈ j · MK · ωI st¨or ·

1 . Ri

(3.10)

Die Gln. 3.7 und 3.9 enthalten jeweils 3 Terme. MK beschreibt den Einfluss der Kopplung, dist¨or /dt bzw. ωI st¨or den der St¨orquelle und der Widerstandsterm den der St¨orsen¨ ke. Uber jeden dieser Terme kann die St¨orung beeinflusst werden:

3 Kopplungsmechanismen

46

1. Verringerung der Gegeninduktivit¨at MK durch • Vergr¨oßern des Abstandes zwischen den sich st¨orenden Maschen, • Verkleinern der Schleifenfl¨ache beider Maschen durch r¨aumlich benachbarte Verlegung von Hin- und R¨uckleiter oder Verk¨urzung der Leitungen; die r¨aumliche N¨ahe von Hin- und R¨uckleiter in der St¨orquelle f¨uhrt zu einer Kompensation der Felder von Hin- und R¨uckleiter und damit zu einer geringeren Induktion im gesamten Raum; an der St¨orsenke verringert die kleinere Schleifenfl¨ache den die Schleife durchsetzenden Fluss und damit auch die induzierte Spannung, • durch eine Orientierung der Schleifen so zueinander, dass jeweils das Feld der einen Schleife die andere Schleife nicht durchsetzt; der Fluss und damit auch die induzierte Spannung werden dann null, • Verdrillen der Hin- und R¨uckleiter beider Maschen; die Richtung der Induktion a¨ ndert dann in der gest¨orten Schleife u¨ ber die L¨ange st¨andig das Vorzeichen, so dass der resultierende Fluss und damit auch die induzierte Spannung gering sind, (Beispiel: Leitungssysteme f¨ur die Energieversorgung bestehen h¨aufig aus Kupferschienen; ihre magnetischen Felder sind um ein Vielfaches h¨oher als das verdrillter Kabel.)

• magnetische Schirmung mit Materialien, die ein hohes μr und eine niedrige Koerzitivfeldst¨arke besitzen (Permalloy, Mu-Metall). • Bei hinreichend hohen Frequenzen wirkt auch eine elektrostatische Abschirmung als magnetischer Schirm. Die im Schirm erzeugten Wirbelstr¨ome kompensieren die Magnetfeld¨anderung (Beispiel: Abschirmbecher f¨ur HF-Schwingkreise in Rundfunkger¨aten). Man kann Maschen auch gezielt durch sogen. Kurzschlussschleifen sch¨utzen (s. Abschn. 3.2.3); sie wirken ebenfalls durch eine Kompensation des magnetischen Flusses. ¨ 2. Verringerung der Anderungsgeschwindigkeit des St¨orstromes durch Verwenden von Bauelementen mit niedrigerer Grenzfrequenz oder mit Hilfe von Tiefp¨assen, 3. Strom¨ubertragung: Im Gegensatz zur kapazitiven Kopplung ist der Widerstandsterm in den Gln. (3.7) sowie (3.9) und (3.10) nicht mit Ri → 0 sondern mit Ri → ∞ zu verringern, also bei Strom¨ubertragung. Dann f¨allt die induzierte St¨orspannung praktisch vollst¨andig am Innenwiderstand Ri der Signalquelle ab. Der St¨oranteil im Eingangsstrom iL,st¨or wird null mit Ri → ∞. Zur Diagnose auf induktive Kopplung nutzt man die gewonnenen Kenntnisse. Mit der ¨ Offnung des Signalkreises an der Signalquelle ahmt man einen sehr hohen Innenwiderstand der Signalquelle nach. Nach Gl. (3.10) muss die magnetisch eingekoppelte St¨orung

3.2 Induktive Kopplung

47

damit verschwinden, eine kapazitiv eingekoppelte wird gr¨oßer. Wie in Abschn. 3.3 hergeleitet wird, verschwindet mit dieser Maßnahme allerdings auch eine St¨orung durch Impedanzkopplung. Der angegebene Test ist also nur eindeutig, wenn Impedanzkopplung ausgeschlossen werden kann. Ein weiterer leicht durchzuf¨uhrender Test besteht in der Kompensation des magnetischen Flusses durch Kurzschlussringe (s. Abschn. 3.2.3) oder Schirmbleche, die zur Unterscheidung gegen¨uber kapazitiver Kopplung nicht an Masse gelegt werden sollten. Bei mehreren st¨orenden Quellen k¨onnen die einzelnen Einfl¨usse erkannt werden, indem man den St¨orstrom (nicht aber die St¨orspannung!) in den verschiedenen st¨orenden Maschen nacheinander z. B. durch Abschalten der Lastwiderst¨ande zu null macht. Die Wirkung der induktiven Kopplung nimmt nach den Gln. 3.7 und 3.9 wie die kapazitive frequenzproportional zu. Das St¨orsignal am Eingang der Last erscheint im Zeitbereich also differenziert. Die Ber¨ucksichtigung einer Kapazit¨at CS im Signalkreis wie in Bild 3.3 bringt das gleiche Ergebnis wie dort: Signal und St¨orung werden durch das Tiefpassverhalten des Kreises mit der Zeitkonstanten τ = Ri ||RL · CS und der dazugeh¨origen Grenzfrequenz fg = 1/(2πτ ) beeinflusst. Dies gilt gleichermaßen f¨ur Spannungs-, Strom- und Leistungs¨ubertragung. Die anfangs gemachte Voraussetzung der R¨uckwirkungsfreiheit gilt nicht mehr bei fester Kopplung zwischen St¨orquelle und gest¨orter Masche wie z. B. in Kabelb¨aumen oder benachbarten Leiterschleifen und hohem St¨orstrom iL,st¨or . Auch hier gelten noch die hergeleiteten qualitativen Aussagen, f¨ur eine genauere quantitative Aussage reicht diese Betrachtung nicht.

3.2.2

Induktive Kopplung von Gleichtaktst¨orungen in symmetrische Signalkreise

Bild 3.8 zeigt einen symmetrischen Signalkreis, bei dem die beiden Signalleitungen verdrillt wurden, um das induzierte Gegentaktsignal verschwindend gering zu halten. In c n Ri /2 r

c

.... ...... ........ .... ... .... ... ..... ... ... ........ ... ...... ... ...... .. ........ K ..... ...... ...... . . ............................................................................................................................................................. ..... ......... ......... ......... ......... ............. ........... .......... ......... ......... ..... ... ... ... ... ... .............. ..

c c

ist¨or

c

M ?

c

Ri /2

c



RL /2 r

c RL /2

b(ist¨or ),ϕ(ist¨or ) .......... .. ... ... . ..... ..... ....

Signalquelle

uK,st¨or

Last

Bild 3.8: Induktive Kopplung einer Gleichtaktst¨orung in einen symmetrischen Signalkreis

3 Kopplungsmechanismen

48

die aus den beiden verdrillten Signalleitungen und der Masse gebildete Schleife wird eine St¨orspannung induziert, die nun ein Gleichtaktst¨orsignal ergibt. Dessen Konversion in ein Gegentaktsignals kann durch den Abgleich der Innen- und Lastwiderst¨ande und durch eine hohe Gleichtaktunterdr¨uckung des nachfolgenden Empf¨angers gering gehalten werden (s. Abschn. 6.3.8). Das Gleichtaktst¨orsignal selbst wiederum kann verringert werden, wenn die beiden Signalleitungen nahe an der ihnen gemeinsamen Bezugsleitung (Masse) verlegt werden. Denn damit wird die f¨ur die St¨orung maßgebende Schleife klein. Symmetrische Leitungen sollten also immer nahe an leitf¨ahigen, auf Massepotential liegenden Strukturen verlegt werden.

3.2.3

D¨ampfung magnetischer Felder durch Kurzschlussringe

Eine kurzgeschlossene Leiterschleife (K im Bild 3.9) befinde sich in einem homogenen  st¨or . Das Feld verursache in diesem Kurzschlussring magnetischen Wechselst¨orfeld B einen Fluss ΦK,st¨or . Idealisierend sei angenommen, dass der Ring den Wirkwiderstand RK = 0 besitzt und damit seine Impedanz nur durch seine Induktivit¨at LK repr¨asentiert wird. Dann fließt in dem Kurzschlussring infolge der induzierten Spannung ein Strom IK = ΦK,st¨or /LK . Der Strom erzeugt wiederum einen Fluss ΦK , der nach der Lenzschen Regel genau entgegengesetzt gleich dem Fluss ΦK,st¨or ist, ihn also kompensiert: IK =

ΦK,st¨or ΦK =− LK LK

Die vollst¨andige Kompensation des St¨orflusses bedeutet wegen der Inhomogenit¨at des  st¨or Kompensationsfeldes nicht auch eine vollst¨andige Kompensation der Induktion B u¨ berall innerhalb des Kurzschlussings. Die resultierende Induktion innerhalb des Rings wird aber deutlich kleiner, außerhalb gr¨oßer; der Fluss wird verdr¨angt.

Bild 3.9: Signalschleife (S) und Kurzschlussring (K) mit einem homogenem St¨orfeld (durchgezogen) und Kompensationsfeld (gestrichelt)

... ... .. . ................................................................................................................................................ ...  .......... B . . .. .. . . .....................................................................................................................K ..................................................... K .................................... .. ............ .. . ........... .......... ........................................S ................................................................................ ............................ .. ... ... ... ... ... ... ... . . . .................................. . ....................................................................................................................................... .. .. .. .. ..  ............................................................................................................................................ Bst¨or ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... .................. ... .................. ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ....................................................................................................................................... .. .. ....................................................................................................................................................................................... ... . . . . . . . ... ... .............. ... ... ..... ... ....................................................................................................................................................................................................... .............................................................................................................................................................................. . . . ............................................................................................................................................... .. . ... .. . .

Dieser Effekt kann nun genutzt werden, um die induktive Einkopplung von St¨orungen in Signalkreise zu d¨ampfen. Fallen – wie im Bild 3.9 – die Ebenen von Signalkreis S und Kompensationsschleife K nicht zusammen, ist der Fluss des Kompensationsfeldes

3.2 Induktive Kopplung

49

...... ....... . . . . . . ....... ....... . . . . . . ....... ....... . . . . . . 20 ....... ....... . . . . . . ... ....... 0 ....................................... .1 1 10 100 1000 f /fg −→

↑ 60 a dB 40

Bild 3.10: Frequenzabh¨angigkeit der D¨ampfung eines Magnetfeldes durch einen Kurzschlussring

im Signalkreis kleiner als der des St¨orfeldes und kann ihn nicht vollst¨andig kompensieren. Signal- und Kompensationsschleife sollten in derselben Ebene liegen, die Kompensationsschleife muss die Signalschleife einschließen. So k¨onnen z. B. mit einem am Leiterplattenrand oder um eine zu sch¨utzende Schaltung umlaufenden Kurzschlussring induktive Einkopplungen durch homogene (und schwach inhomogene) Magnetfelder in allen Kreisen einer Leiterplatte ged¨ampft werden. Eine D¨ampfung netzfrequenter Magnetfelder ist jedoch damit kaum zu erreichen. Denn der tats¨achlich von null verschiedene Wirkwiderstand des Kurzschlussringes f¨uhrt zu einer unteren Grenzfrequenz der Kompensationswirkung. Diese kann aus der Zeitkonstanten τ = LK /RK mit fg = 1/2πτ berechnet werden, worin LK die Selbstinduktivit¨at des Kurzschlussringes und RK dessen Wirkwiderstand ist. Ist Φrest der durch das Vorhandensein von RK nicht kompensierte Rest des Flusses im Kurzschlussring, so ist mit Φrest = ΦK,st¨or − ΦK die Flussd¨ampfung a: ΦK,st¨or ) = 20 · log (|1 + j f /fg |) Φrest Bild 3.10 zeigt ihre Abh¨angigkeit von der Frequenz. F¨ur eine merkliche D¨ampfung muss der Ring eine im Verh¨altnis zur st¨orenden Frequenz niedrige Grenzfrequenz fg besitzen. a = 20 · log (

Beispiel: Setzt man f¨ur u¨ bliche Schaltdr¨ahte eine Grenzfrequenz von ca. 10 kHz an, erreicht man bei einer Frequenz von 100 kHz mit ihnen eine D¨ampfung von ca. 20 dB.

Die Grenzfrequenz fg kann herabgesetzt werden durch: • Vergr¨oßern der Windungszahl des Kurzschlussring; die Induktivit¨at w¨achst quadratisch, der Widerstand linear mit der Windungszahl; die Grenzfrequenz nimmt mit der Windungszahl ab. • einen gr¨oßeren Leiterquerschnitt oder Bleche – die Stromverdr¨angung ist zu ber¨ucksichtigen. • Vergr¨oßern der Induktivit¨at der Kurzschlussschleife z. B. durch Ferritringe. Mit einem Kurzschlussring k¨onnen auch Magnetfelder ged¨ampft werden, die von Schaltungsteilen oder Baugruppen ausgehen und deren Umgebung st¨oren k¨onnten. Dies soll nun hergeleitet werden.

3 Kopplungsmechanismen

50 ........ . ....... ...... . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . ............ .... ..... ............ ........ .... .. ........ ...... ... ... . . . . .. .. . ... . . . . . . . . . . . . . . . ........... ....... .... ..... . . . . . . . . . . . . ...... .. ... .. . . . .... . . . .... ............................. .... ..... .... ... ... ..... ... ... ... .. ... . ..... ..... ..... . . .... ...... .. .. .. ... .. ... .... ..... .....t.... .... ..... ..... .... .... .... .............. .. .. .. .. .. ... ... ... . .... .... ... ... ... .. ... .. ... ......... ..–a ... ... ....... ................. ..... .... .... ... ....... ... ................................. ...... .... .... .... . . ..... .... .. .. ....... ...... ....... ..... . . ......... . . .... . . . .................................... ..... ... ..... ....... .. . ........ ...... ..... . ....... . ....... ...... . . . ....

.

....

z .... .......... . ............. 6 ..... ........ .............................B ........ ... .... ........ ..

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Bild 3.11: Feld einer ebenen stromdurchflossenen Schleife

Im Bild 3.11 ist das Feld einer ebenen stromdurchflossenen Leiterschleife (Drahtdurchmesser d = 2r) im Schnitt dargestellt. Der durch sie erzeugte Fluss Φ wird bestimmt  u¨ ber die Fl¨ache A  i (Fl¨achennormalenvektor) in der durch Integration der Induktion B Schleifenebene innerhalb der Leiterschleife (im Bild 3.11 der Bereich −a + r < x < +a − r):     Φ = B dA = B dA. Ai

Ai

 die die Schleifenebene innerhalb der Schleifenfl¨ache durchDa alle Feldlinien von B, stoßen, dies auch außerhalb der Schleife tun, k¨onnte man den Fluss ebenso durch In a außerhalb der Schleife (das ist im Bild 3.11 der Bereich tegration u¨ ber die Fl¨ache A −∞ < x < −a − r sowie +a + r < x < +∞) ermitteln. Beide Ausdr¨ucke sind gleich. 



BdA = Aa

BdA. Ai

Der gleiche Zusammenhang gilt auch f¨ur den Kurzschlussring. Legt man um die im Bild 3.11 als st¨orend angenommene Schleife einen Kurzschlussring in dieselbe Ebene, so tragen alle Feldlinien der st¨orenden Schleife, die sich nicht im Inneren des Kurzschlussringes schließen, zu dem vom Kurzschlussring erfassten Fluss bei. Eben diese Feldlinien schließen sich im Außenraum des Kurzschlussrings. Der Kurzschlussring kompensiert den Fluss in seinem Innenraum. Damit wird aber auch der Fluss außerhalb des Ringes null. Dass der Fluss (im Idealfall) null wird, bedeutet wegen des unterschiedlichen Verlaufes der inhomogenen Felder nicht, dass die resultierende Induktion ebenfalls u¨ berall null ist. Sie wird aber stark ged¨ampft. Mit den hergeleiteten Erkenntnissen k¨onnen magnetische Felder mit hoher zeitlicher ¨ Anderungsgeschwindigkeit und damit die induktive Kopplung von Schaltungsteilen zu anderen Teilen ged¨ampft werden. Ausgehen k¨onnen solche Felder von Leiterschleifen, von Transformatoren oder Spulen. Durch geschickte Konstruktion, indem man die Form von St¨or- und Kompensationsfeld m¨oglichst a¨ hnlich macht, k¨onnen elektrische Schirme (z. B. Blechk¨afige um Schaltnetzteile) auch magnetisch gut schirmen.

3.3 Impedanzkopplung

3.3

51

Impedanzkopplung

Eine Einkopplung von St¨orsignalen in einen Signalkreis ist auch m¨oglich durch Impedanzen, die sowohl zur st¨orenden als auch zur gest¨orten Masche geh¨oren und von einem Strom der st¨orenden Masche durchflossen werden (z. B. Impedanzen von Erd-, Masseund Versorgungsspannungsleitungen, Innenwiderst¨ande gemeinsamer Netzteile, Impedanzen von Abblockkondensatoren). Die Impedanzkopplung wird meist galvanische Kopplung genannt. Diese Bezeichnung sollte nicht verwendet werden. Sie ist irref¨uhrend; denn, wie noch gezeigt wird, kann dieser Effekt auch trotz galvanischer Trennung auftreten. Da bei eingepr¨agtem Strom ein in der Regel komplexer Widerstand die Kopplung bewirkt, ist der Begriff Impedanzkopplung sinnvoller. Der englische Begriff ,,common-impedance coupling” trifft den Zusammenhang pr¨azise.

IS

IS i s i

¨ Storsenke U (I st¨or )  ZK ¨ Storquelle

I st¨or

i s

¨ Storsenke ZS

s i

ZK ¨ Storquelle

I st¨or Bild 3.12: Durch Impedanzkopplung hervorgerufene St¨orung (links) und Vermeiden des Effektes durch getrennnte R¨uckleitungen (rechts)

Im Bild 3.12 (links) wird die Einkopplung einer St¨orspannung aus einer Masche (St¨orquelle) in eine andere (St¨orsenke) durch Impedanzkopplung prinzipiell dargestellt. Beide Maschen k¨onnen auch als Ersatzschaltungen f¨ur Schaltungen mit mehreren Maschen und Knoten aufgefasst werden. Die Impedanz Z K ist eine meist ungewollte parasit¨are Impedanz, klein gegen die u¨ brigen Impedanzen der Maschen. Sie stellt die Koppelimpedanz zwischen beiden Maschen dar. An ihr verursacht der Strom der als ,,St¨orquelle” bezeichneten Masche eine Spannung, die in die ,,St¨orsenke” als Quellenspannung eingekoppelt wird. Die St¨orung wird durch getrennte R¨uckleitungen beseitigt (Bild 3.12 rechts).

3.3.1 Impedanzkopplung in unsymmetrische Signalkreise Bild 3.13 (links) zeigt die Impedanzkopplung zwischen zwei Maschen mit unsymmetrischer Signal¨ubertragung durch eine gemeinsame, mit RK und LK modellierte Masseleitung (s. Abschn. 2.8.1). In der Praxis a¨ ußert sich diese Kopplung in dem Ph¨anomen, dass

3 Kopplungsmechanismen

52

die Massepotentiale von Signalquelle und -senke infolge der betriebsm¨aßigen Nutzung der Masse als stromf¨uhrenden Leiter verschieden sind. Dies ist eins der unangenehmsten Standardprobleme der EMV. Im Ersatzschaltbild im Bild 3.13 (rechts) ist die St¨orung in der St¨orsenke durch eine St¨orspannungsquelle ust¨or zwischen den Massepunkten MQ und ML modelliert. Ihre Quellenspannung ist im Zeit- und Frequenzbereich: ust¨or = RK · ist¨or + LK · iS

c j t

dist¨or dt

bzw.

U st¨or = (RK + jωLK ) · I st¨or

c

¨ Storsenke c

c

c c

RK

j

(3.11)

t

iL,st¨or uL,st¨or

Ri

LK

¨ Storquelle ist¨or

c

c

c

MQ

RL

? c

............ .. .. ... . ... .... ......

-

ust¨or

ML

Bild 3.13: Impedanzkopplung an einer gemeinsamen Masseleitung (links) und ESB der Anordnung (rechts)

und ihr Innenwiderstand wird durch die im Verh¨altnis zu den u¨ brigen Impedanzen beider Maschen (Bild 3.13) niederohmige Impedanz der Masseleitung, im Frequenzbereich mit RK +jωLK beschrieben, dargestellt. Die St¨orspannung an RL betr¨agt im Zeit- und Frequenzbereich: uL,st¨or = ust¨or ·

RL Ri + RL

bzw.

U L,st¨or = U st¨or ·

RL Ri + RL

(3.12)

und mit der Bedingung f¨ur Spannungs¨ubertragung (Ri  RL ): uL,st¨or ≈ ust¨or

bzw.

U L,st¨or ≈ U st¨or

(3.13)

Die entsprechenden Str¨ome erhalten wir durch Division von Gl. 3.12 durch RL : iL,st¨or = ust¨or ·

1 Ri + RL

bzw.

I L,st¨or = U st¨or ·

1 Ri + R L

(3.14)

1 Ri

(3.15)

und mit der Bedingung f¨ur Strom¨ubertragung (Ri  RL ): iL,st¨or ≈ ust¨or ·

1 Ri

bzw.

I L,st¨or ≈ U st¨or ·

Die Gln. 3.12 und 3.14 unter Ber¨ucksichtigung von Gl. 3.11 enthalten jeweils 3 Terme. RK und LK beschreiben den Einfluss der Kopplung, ist¨or und dist¨or /dt bzw. ω und I st¨or den der St¨orquelle und der Term mit den Widerst¨anden Ri und RL den der St¨orsenke. ¨ Uber jeden dieser Terme kann die St¨orung beeinflusst werden:

3.3 Impedanzkopplung

53

• Verringerung der Koppelimpedanz auch realisiert durch Verwendung getrennter Leitungen und Verbindung beider Maschen nur in einem Punkt, dem sogen. Sternpunkt (Bild 3.12 rechts; dass sich eine g¨unstige Lage des Sternpunktes oft zwangsl¨aufig ergibt, wird noch gezeigt), ¨ • Verringerung der Str¨ome (auch durch Kompensation mittels symmetrischer Ubertragung) und/oder ihrer Stromanstiegsgeschwindigkeit (z. B. durch Tiefp¨asse), die durch die gemeinsame Impedanz, die Koppelimpedanz, fließen und zur Spannung ust¨or f¨uhren (Gl. 3.11), • Strom¨ubertragung mit Ri → ∞ (Gl. 3.15). Zur Diagnose auf Impedanzkopplung nutzt man die gewonnenen Kenntnisse. Mit der ¨ Offnung des Signalkreises an der Signalquelle ahmt man einen sehr hohen Innenwiderstand der Signalquelle nach. Nach Gl. (3.15) muss die u¨ ber Impedanzkopplung eingekoppelte St¨orung damit verschwinden, eine kapazitiv eingekoppelte wird gr¨oßer. Wie in Abschn. 3.2 hergeleitet wird, verschwindet mit dieser Maßnahme allerdings auch eine St¨orung durch induktive Kopplung. Der angegebene Test ist also nur eindeutig, wenn induktive Kopplung ausgeschlossen werden kann.

3.3.2

Impedanzkopplung in symmetrische Signalkreise

¨ Ersetzt man die unsymmetrische Ubertragung aus Bild 3.13 durch eine symmetrische, so stellt der durch Impedanzkopplung entstandene Potentialunterschied der Massepunkte von Signalquelle und Signalsenke nur ein Gleichtaktsignal dar. Eine Konversion dieses Gleichtaktsignals in ein Gegentaktsignal kann durch den Abgleich der Innen- und Lastwiderst¨ande und durch eine hohe Gleichtaktunterdr¨uckung des nachfolgenden Empf¨angers gering gehalten werden (s. Abschn. 2.5). Das Gleichtaktst¨orsignal selbst wiederum Sender Ri1 i r i Ri2

b

¨ Empfanger

b uL1

b

b

? r

RL1

uL2 6 RL2

uCMm Bild 3.14: Symmetrisches System

r

54

3 Kopplungsmechanismen

kann verringert werden, wenn entweder der die Impedanzkopplung verursachende St¨or¨ strom und/oder die Koppelimpedanz verkleinert werden. Eine symmetrische Ubertragung kompensiert den Signalstrom auf der Masse, so dass dieser keine Impedanzkopp¨ lung u¨ ber die Masse in andere Signalkreise erzeugen kann. Eine symmetrische Ubertragung verbessert also die St¨orsituation in beide Richtungen, Ein- und Auskopplung.

3.4 Kopplung durch elektromagnetische Wellen R¨aumlich ausgedehnte Schaltungen, Leitungen aber auch Schlitze in metallisch leitenden Strukturen (z. B. Geh¨ausen) wirken wie Antennen und k¨onnen elektromagnetische Wellen abstrahlen oder empfangen. Auf diese Weise werden St¨orungen von Leiterplatten oder an sie angeschlossenen Leitungen abgestrahlt und durch Rundfunksender oder andere elektrische Ger¨ate ausgesendete St¨orungen in elektronische Einrichtungen eingestrahlt. Diese St¨orungen werden z. T. schon durch die Maßnahmen gegen die anderen hier beschriebenen Kopplungsarten beseitigt; auf diese Strahlungskopplung wird in den folgenden Kapiteln hingewiesen.

3.5 Zusammenfassung Die Einkopplung von St¨orungen in einen Signalkreis kann, wie hergeleitet wurde, durch ¨ Anderungen an der St¨orquelle, an der St¨orsenke und an der Kopplung verringert werden. F¨ur den Term, der die Senke betrifft, fordern die Gln. (3.2) bis (3.15) entgegengesetzte Maßnahmen: Bei der kapazitiven Kopplung wird ein St¨orstrom (hochohmig) eingepr¨agt, der durch die Widerst¨ande im Signalkreis kaum in seiner Gr¨oße, durch das Verh¨altnis Ri /RL aber in seinem Verlauf beeinflusst werden kann. Mit Spannungs¨ubertragung und Ri → 0 kann die St¨orwirkung reduziert werden. Bei der induktiven Kopplung und der Impedanzkopplung wird eine St¨orspannung (niederohmig) in den Signalkreis eingepr¨agt. Sie kann mit einer Strom¨ubertragung und Ri → ∞ unsch¨adlich gemacht werden. Man kann nun analysieren, welche Kopplung in dem in der Praxis vorliegenden Fall, den man gerade bearbeitet, die gr¨oßere ist. Es wir manchmal eine eindeutige Antwort geben. H¨aufig aber h¨angt die richtige L¨osung von Zuf¨alligkeiten der Anwendung ab, die man bei der Entwicklung nicht beeinflussen kann. In diesem Fall kann und muss man, will man allgemein vertr¨agliche L¨osungen erreichen, von der Existenz aller St¨orungsursachen ausgehen. Da die kapazitive Kopplung gut durch Schirmung zu beherrschen ist, stellt die Strom¨ubertragung, sofern sie anwendbar ist (s. Abschn. 6.3.9), eine sehr gute, in der Praxis aber wenig genutzte Maßnahme gegen die induktive und die Impedanzkopplung dar. Massepotentialunterschiede k¨onnen allerdings auch noch durch andere Maßnahmen unsch¨adlich gemacht werden, wie im Kap. 6 diskutiert wird.

4

Verfahren

In diesem Kapitel werden Verfahren vorgestellt, die eine systematische Behandlung – Analyse und Beseitigung – von St¨orungen erm¨oglichen.

4.1

Die Stromanalyse

Die Impedanzkopplung ist der am schwersten zu durchschauende Kopplungsmechanismus; man denke nur an die Schwierigkeiten bei der Auslegung des Massesystems umfangreicher Schaltungen. Die hier beschriebene Stromanalyse stellt ein einfaches und zuverl¨assiges Verfahren dar, Kopplungen durch Impedanzkopplung sichtbar und damit durchschaubar und verstehbar zu machen. Mit ihr k¨onnen die Kopplungen bereits im Schaltbild erkannt, Maßnahmen geplant und geplante EMV-Maßnahmen vor dem Schaltungsaufbau im Layoutentwurf oder Verdrahtungsplan kontrolliert werden. Die Anwendbarkeit des Verfahrens auch auf Blockschaltbilder macht eine EMV-Planung schon in einem Stadium der Entwicklung m¨oglich, in dem noch gar keine Schaltungseinzelheiten vorliegen. Ebenfalls k¨onnen allgemeine Hinweise z. B. f¨ur die optimale Platzierung von Bauelementen oder die Auslegung der Leitungsf¨uhrung, insbesondere der Gestaltung des Masse- und Versorgungssystems gewonnen werden. Auch die Probleme, die bei der Verbindung einer Baugruppe oder eines Ger¨ates mit externen Quellen (z. B. Netz) oder einem anderen Ger¨at auftreten, k¨onnen mit der Stromanalyse bearbeitet werden. Die Stromanalyse baut auf der Tatsache auf, dass Str¨ome sich immer schließen m¨ussen. Ihre Anwendung hat zum Ziel, diejenigen Zweige einer Schaltung, die Impedanzkopplung verursachen, aufzusp¨uren. Aus der Analyse sind nur qualitative Ergebnisse zu erwarten. Die Stromanalyse unterscheidet sich damit sehr von der Netzwerkberechnung. Sie macht aber das Koppelverhalten selbst komplexer Schaltungen durchschaubar. Nach der Festlegung des Layouts oder der Verdrahtung k¨onnen die parasit¨aren Impedanzen und die sich daraus ergebenden St¨orungen abgesch¨atzt oder mit computergest¨utzten Methoden berechnet werden. Der Erfolg einer Stromanalyse h¨angt von der konsequenten Anwendung der nachfolgend angegebenen Vorgehensweise ab:

4 Verfahren

56

1. Die Str¨ome aller Maschen einer Schaltung werden in ihrem geschlossenen Umlauf • zur Analyse in das Schaltbild oder Blockschaltbild oder • zur Kontrolle in das Layout oder den Verdrahtungsplan eingetragen. 2. Die parasit¨aren Impedanzen von Leitungen werden f¨ur die Analyse – und nur daf¨ur – idealisiert mit null angenommen. 3. Die Str¨ome werden f¨ur beide Stromrichtungen eingetragen. Denn beide Uml¨aufe k¨onnen unterschiedliche Wege nehmen. 4. Gleich- und Wechselstr¨ome werden getrennt betrachtet. Regel: Fließen in einem Leitungselement (Zweig) Str¨ome aus zwei oder mehreren ¨ Maschen, so sind die Maschen uber die Impedanz dieses Leitungselementes (die Koppelimpedanz) miteinander verkoppelt. Wird dieses Verfahren auf die Schaltung zweier Maschen nach Bild 4.1 a angewandt, so wird im Schaltbild (Bild 4.1 b) der Zweig zwischen den Knoten 1 und 2 als verkoppelnder Zweig erkannt, da er von Str¨omen aus beiden Kreisen durchflossen wird; seine f¨ur die Analyse zun¨achst als null angenommene Impedanz stellt die Koppelimpedanz dar. IS k s k

¨ Storsenke U (I st¨or )  ZK ¨ Storquelle

i s

¨ Storsenke

1s i

s2 ¨ Storquelle

I st¨or

a

b

Bild 4.1: Impedanzkopplung zwischen zwei Kreisen (a) und Stromanalyse (b)

Mit etwas Erfahrung in der Anwendung dieser Methode kann unterschieden werden, welche Maschen eines Entwurfs als kritisch einzustufen sind und welche Str¨ome vernachl¨assigt werden k¨onnen. Damit reduziert sich die Anzahl der Maschen, die in das Verfahren einbezogen werden m¨ussen. Der Analyseaufwand wird beschr¨ankt. Kriterium ist der erforderliche minimale St¨orabstand. Werden Maschenuml¨aufe nicht oder nicht schließend gezeichnet, k¨onnen Kopplungen an den nicht erfassten Zweigen nicht erkannt werden.

4.2 Das Verfahren der Verschiebung der Knotenpunkte

57

Sind die Uml¨aufe in verschiedenen Frequenzbereichen unterschiedlich, so ist die Analyse f¨ur die Frequenzbereiche getrennt durchzuf¨uhren. Liegen Kondensatoren im verkoppelnden Zweig (Abblock- oder Filterkondensatoren), so werden auch ihre Impedanzen wie parasit¨are Leitungsimpedanzen f¨ur die Analyse idealisiert mit null angenommen. Dass bei der Anwendung der Stromanalyse gerade durch diese Vereinfachung die Kopplungen richtig und vollst¨andig erkannt werden, stellt einen großen Vorteil in der Handhabung des Verfahrens dar. Die Kollektor-Emitter- oder Drain-Source-Zweige aller im Analogbetrieb nicht u¨ bersteuerten Transistoren (auch innerhalb von ICs) werden f¨ur das Verfahren als ideale Stromquellen angenommen. Durch sie wird nur der Strom der Quelle selbst gezeichnet, andere Str¨ome werden mit dieser Idealisierung vernachl¨assigt. Maschen k¨onnen prinzipiell sowohl St¨orquellen als auch St¨orsenken sein. Ob auch Maschenuml¨aufe u¨ ber hochohmige Eing¨ange (von Transistoren aber auch u¨ ber Differenzeing¨ange von Differenzverst¨arkern, Operationsverst¨arkern oder Komparatoren) als St¨orquelle wirken k¨onnen, muss gepr¨uft werden. Es h¨angt von der Empfindlichkeit der u¨ brigen Schaltung ab. Die Stromanalyse kann auch auf Blockschaltbilder angewandt werden; es werden nur die Str¨ome ber¨ucksichtigt, die die Blockgrenzen u¨ berschreiten1 . Dies ist f¨ur die Planungsphase sehr wichtig, wenn Schaltungseinzelheiten im Inneren der Bl¨ocke noch nicht bekannt sind. Beispiele f¨ur die EMV-Analyse mit Hilfe der Stromanalyse sind im Abschn. 4.3 aber auch in [7] und [8] zu finden.

4.2

Das Verfahren der Verschiebung der Knotenpunkte

Nachdem mit der Stromanalyse diejenigen Zweige ermittelt wurden, die Impedanzkopplung verursachen, kann die Kopplung reduziert werden: entweder durch Verringerung ¨ oder Kompensation (symmetrische Ubertragung) des St¨orstromes oder durch Verringern der Koppelimpedanz. Letzteres wollen wir nun genauer verfolgen. Im Bild 3.12 (s. S. 51) wurde die Verkopplung der Maschen der Schaltung beseitigt, indem beide Kreise nur noch an einem Punkt, dem Sternpunkt verbunden wurden. Eine Analyse dieser Vorgehensweise f¨uhrt zum Verfahren der Verschiebung der Knotenpunkte: Beide Knoten, die die Enden des Zweiges mit der gemeinsamen Impedanz, der Koppelimpedanz, darstellen, werden m¨oglichst weit aufeinander zu verschoben. Dabei gibt es 3 m¨ogliche Ergebnisse (Bild 4.2):

1

das k¨onnen Signal-, Versorgungs- und St¨orstr¨ome sein

4 Verfahren

58

i

i

¨ Storsenke

s i

¨ Storsenke ss

i

¨ Storquelle

a)

¨ Storquelle

b)

i

¨ Storsenke

s s i

¨ Storquelle

c) Bild 4.2: M¨ogliche Ergebnisse bei der Verschiebung der Knotenpunkte

1. Die Knoten fallen in einem Sternpunkt zusammen (Bild 4.2 a). 2. Wenn sich Kondensatoren im Koppelzweig befinden wie z. B. bei der Abblockung, k¨onnen die Knoten nur bis zu deren Anschl¨ussen verschoben werden, sie k¨onnen also nicht zusammenfallen (Bild 4.2 b, s. auch Kap. 5). 3. Der eine Knoten wird u¨ ber den anderen hinaus verschoben derart, dass beide Maschen je einen eigenen Massebezugspunkt oder Untersternpunkt erhalten; beide werden durch eine (kurze) Leitung verbunden (Bild 4.2 c). Nun ber¨uhren sich die Maschen nicht mehr. Eine solche Leitungsf¨uhrung ist bei erh¨ohter Anforderung an die D¨ampfung der Impedanzkopplung von Vorteil, denn die r¨aumliche Ausdehnung des gemeinsamen Knotens aus Bild 4.2 a – z. B. eines L¨otauges im Layout – kann bereits eine unzul¨assig hohe Koppelimpedanz besitzen. Dieser Effekt ist mit der Methode nach Bild 4.2 c beseitigt. Mit ihr k¨onnen Str¨ome auch durch eine Hierarchie der Sternpunkte kanalisiert“ werden. Sie fließen nun kontrolliert und damit ” vorhersehbar .

4.3 Beispiele zur Stromanalyse und Verschiebung der Knotenpunkte

4.3

59

Beispiele zur Stromanalyse und Verschiebung der Knotenpunkte

Die Vorgehensweise bei der Stromanalyse soll nun an zwei Beispielen gezeigt werden. Stromanalyse bei Schaltungen mit Differenzeing¨angen: Bild 4.3 zeigt eine NF-Verst¨arkerschaltung, als Operationverst¨arker mit Differenzeing¨angen und unsymmetrischer Spannungsversorgung dargestellt. Der nichtinvertierende Eingang liege auf halber Betriebsspannung +UB /2 gegen Masse; dann liegen ebenfalls der invertierende Eingang und der Ausgang auf dieser Spannung. Der Ausgangsstrom hat f¨ur beide Halbwellen unterschiedliche Wege (Maschen 2 und 3). Als Eingangsspannung erkennen die Differenzeing¨ange die in Masche 1 aufsummierten Spannungen. Ansteuernde Quelle und Verst¨arker wurden am Netzteil auf einen zentralen Massepunkt gelegt, um zu einer Sternpunktverdrahtung zu gelangen; es leuchtet ein, dass dies ein probates Mittel gegen Impedanzkopplung ist. Die Stromanalyse zeigt jedoch, dass Anteile der beiden Halbwellen des Ausgangsstromes, bewertet u¨ ber die Masseimpedanzen, in die Eingangsmasche des Endverst¨arkers eingekoppelt werden, was zu Nichtlinearit¨aten oder Schwingneigung f¨uhren kann. Die Stromanalyse zeigt die Verkopplung qualitativ. Mit Kenntnis der Str¨ome und der Masseimpedanzen k¨onnte die St¨orspannung auch quantitativ berechnet werden. Im Bild 4.4 ist die St¨orung durch Verschiebung des Massepunktes der Eingangsmasche v¨ollig eliminiert. Die Impedanz des weder vom Eingangs- noch vom Ausgangsstrom durchflossenen Massezweiges hat eine entkoppelnde Wirkung. Dass diese Analyse noch nicht vollst¨andig ist und auf von außen eingekoppelte Str¨ome erweitert werden muss, wird noch gezeigt (s. Kap. 6 und Abschn. 8.2).

ppp ppp pp pppp pppp pppp pp pppp pppp

US

l ?

r

r

r Z + ZZ ppp ppp ppp ppp ppp ppp ~ Z r Z r ppp pp ppp pp =  pppp pppp –   

1

3

2

s

s

lUB ? s

Bild 4.3: Stromanalyse an einer Verst¨arkerschaltung mit Differenzeing¨angen

4 Verfahren

60 pp pp pp pppp ppp pppp pp ppp p ppp p p p

US

r

r

l ?

s

r Z +ZZ ppp ppp ppp ppp pppp ppp ~ Z r Z r ppp pp ppp pp =  pppp pppp –    lUB ? s

s

s

Bild 4.4: Behebung der St¨orung durch Verschiebung eines Eingangsmasseanschlusses

Anschluss von Netzteilen: Die Stromanalyse im Bild 4.5 zeigt St¨orungen durch eine falsche Leitungsf¨uhrung bei der Zusammenschaltung zweier Verst¨arkerstufen mit einem Netzteil auf. Der Spannungsabfall auf der Leitung zwischen den Massepunkten M1 und M2 durch den pulsierenden Ladestrom des Gleichrichters wird in die Masche zwischen den beiden Operationsverst¨arkern eingekoppelt. Die St¨orung ist beseitigt, wenn beide Operationsverst¨arker sich auf das gleiche Massepotential beziehen, z. B. M1 oder M2 . Solche St¨orungen sind in der Praxis sehr wahrscheinlich, da im Schaltbild die Netztei¨ le aus Gr¨unden der Ubersicht u¨ blicherweise nicht zusammen mit den versorgten Baugruppen gezeichnet werden und schon allein deshalb der EMV-Zusammenhang bei der Layoutentwicklung nicht mehr erkannt werden kann. b

pppp pppp pppppppp ppppppppppppp ppppppp

q

230 V

Ladestrom -

q

b

b Koppelimpedanz

wM1 ?

w M2

q

q

q b H + + H H H H H H      −  

q b – q

-

q

Bild 4.5: St¨orungen durch den Ladestrom in einem Netzteil

H + H H H H H q H      −  

b

4.4 Die Stromumschaltanalyse

4.4

61

Die Stromumschaltanalyse

Werden Str¨ome umgeschaltet, so dass sie nach dem Schalten einen anderen Umlauf haben als vorher (wie z. B. in Schaltnetzteilen), k¨onnen die dabei auftretenden hohen Flankensteilheiten von Spannung und Strom durch Impedanzkopplung aber auch durch kapazitive und induktive Kopplung in anderen Maschen St¨orungen erzeugen. F¨ur die EMV-Analyse dieses Effektes m¨ussen zun¨achst die Zweige mit Str¨omen hoher Flankensteilheit herausgefunden werden, sie bilden immer einen geschlossenen Umlauf; in allen Zweigen dieser kritischen Masche“ – und gew¨ohnlich nur in dieser – sind also die ” Flankensteilheiten des Stromes sehr hoch.

c

i1

r

i3

r

i1 = i2 + i3

cUa

i1g = i2g + i3g

i2 Kritische  q Masche

m c

r

i2 6 -

=

r

-

t

i2w = −i3w

c

i2g 6 -

t

i3 6

i1w ≈ 0 = i2w + i3w

+

i2w 6

-

t

t

=

i3g 6 -

+

i3w 6

-

t

t

Bild 4.6: Aufw¨artswandler und Stromverl¨aufe (sehr vereinfacht)

Am Beispiel eines Schaltnetzteiles, hier eines Aufw¨artswandlers (Bild 4.6), soll nun diese Analyse gezeigt werden. Mit den f¨ur das Verst¨andnis der EMV-Probleme sinnvollen groben Vereinfachungen, dass der Strom i1 in der Induktivit¨at des Sperrwandlers konstant2 und die Zeiten, die die Schalteinrichtung (hier FET) ein- und ausgeschaltet ist, gleich seien, erh¨alt man die dargestellten Verl¨aufe der Str¨ome i2 (t) und i3 (t), die sich in Gleich- und Wechselanteile aufspalten lassen. Die Wechselstr¨ome k¨onnen getrennt betrachtet werden. i2w und i3w stellen denselben Strom, n¨amlich den Wechselstromanteil in der kritischen Masche, dar. 2

Der vernachl¨assigte Wechselstromanteil von i1 hat einen etwa dreieckf¨ormigen Verlauf, seine Amplitude und vor allem sein di/dt sind sehr viel niedriger als in der kritischen Masche.

4 Verfahren

62 ..... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... ...... . .. .. . ... ... ... ... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... ....... .. ... ... ... ... .. ... . .. . ... ... .. ... . ... ... ... ... ... .. . .. . . .. ... .. ... ... ... . ... ... ... ... .. . . .. ... . ... ... ... ... ... .. ... .. . . ... ... .. .. ... ... .. ...... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... ..... ... ... ... ... ..... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... .... ......

d

2

X1

 

d

s

`````` ````` ````` ````` ````` `` `` X 3 `` ``  `` ` r `` `` `````` ````` ````` ````` ````` s

`````` ``` `` `` `` `` `` `` ``````

s

d

s

d

Bild 4.7: Stromumschaltanalyse, kritische Masche: Umlauf 3[4]

Mit der Stromumschaltanalyse“ nach Holst [4] l¨asst sich die kritische Masche in sehr ” einfacher Weise auch formal ermitteln: In das Schaltbild (Bild 4.7) oder das Layout wird der Strom in einem geschlossenen Umlauf vor dem Schalten des Schaltelementes (Umlauf 1) und danach (Umlauf 2) ein¨ gezeichnet. Der geschlossene Umlauf uber diejenigen Zweige, die nur bei einem der beiden ersten Uml¨aufe durchlaufen waren, stellt die kritische Masche dar (Umlauf 3). Mit der Stromumschaltanalyse k¨onnen die stark st¨orenden kritischen Maschen in den verschiedensten Schaltungen, insbesondere Schaltnetzteilen und Umrichtern, leicht formal gefunden und der St¨orungsmechanismus sichtbar gemacht werden. Beispiele dazu und, wie die kritische Masche optimal aufgebaut werden kann, um St¨orungen zu vermeiden, finden sich im Abschn. 8.15 (S. 210).

5

Abblockung elektronischer Schaltungen

¨ Uber die Versorgungs- und Masseanschl¨usse von Baugruppen oder einzelnen Stufen fließen nicht nur die Versorgungsgleichstr¨ome sondern auch Signalstr¨ome oder Anteile davon sowie Str¨ome, die von den speziellen Betriebsbedingungen der Schaltung abh¨angen. Die Leitungsimpedanzen des Masse- und des Versorgungssystems1 und die komplexen Innenwiderst¨ande der Netzteile verursachen Impedanzkopplungen der versorgten Stufen der Schaltung untereinander. Außerdem haben hochfrequente Signale auf den Versorgungsleitungen eine St¨orstrahlung zur Folge. Abblockkondensatoren sollen beides verhindern. Entscheidend wird die Abblockqualit¨at neben den parasit¨aren Eigenschaften des Abblockkondensators durch die Anschlusstechnik und den Aufbau des Masseund Versorgungssystems beeinflusst. In diesem Kapitel wird anhand von Ersatzschaltbildern beschrieben, wie der Wirkungsmechnismus betrachtet werden kann und was bei der Abblockung ber¨ucksichtigt werden muss. Besondere M¨oglichkeiten ergeben sich auf Leiterplatten in Multilayertechnik mit durchgehenden Versorgungs- und Masselagen, die selbst einen wesentlichen Teil der Abblockung u¨ bernehmen k¨onnen. Die Zusammenh¨ange werden meist im Frequenzbereich betrachtet. Einige Vorg¨ange lassen sich allerdings im Zeitbereich anschaulicher beschreiben.

5.1

¨ die Abblockung Das Wechselstrom-Ersatzschaltbild fur

Elektronische Schaltungen werden von Netzteilen mit Gleichspannung versorgt. Die Netzteile sind also die Quellen und die versorgten Schaltungen die Senken. Dies gilt jedoch nur f¨ur den Gleichanteil des Laststromes. Der Laststrom einer Gleichspannungsquelle kann zwar einen Wechselanteil enthalten, die Quelle kann ihn aber nicht selbst treiben. Als Quellen f¨ur die Wechselstromvorg¨ange auf den Versorgungsleitungen k¨onnen nur die aktiven Bauteile in Betracht kommen; diese Funktion k¨onnen sie nat¨urlich nur in Verbindung mit der Gleichspannung aus¨uben. Die Innenwiderst¨ande dieser Quellen in Bezug auf die Versorgungsanschl¨usse k¨onnen als groß gegen den des Masse- und Versorgungssystems angenommen werden. Deshalb wird ein aktives Bauteil zweckm¨aßigerweise als Stromquelle mit einem f¨ur unsere Betrachtungen vernachl¨assigbar großen, also gegen unendlich gehenden Innenwiderstand modelliert2 , d. h. er kann im Ersatzschaltbild weggelassen werden. Bild 5.1 zeigt das Ersatzschaltbild und einen beispielhaft 1 2

Masse- und Versorgungssystem werden im Folgenden auch GND bzw. VCC genannt Diese Idealisierung stellt den Worst Case“ dar ”

5 Abblockung elektronischer Schaltungen

64

als rechteckf¨ormig angenommenen Spannungs- und Stromverlauf. Das Netzteil, hier mit einem reellen Innenwiderstand Ri , pr¨agt die Versorgungsgleichspannung in die Klemmen der aktiven Last ein. Der dargestellte rechteckf¨ormige Laststrom i(t) kann in einen Gleichanteil, den Mittelwert i, den das Netzteil liefert, und einen reinen Wechselanteil, den die aktive Last in das Versorgungssystem und das Netzteil einpr¨agt, zerlegt werden. Eine Berechnung der Wechselleistung zeigt dies auch formal3 . Die Wechselleistung wird also in der Stromquelle erzeugt und in der dargestellten Schaltung am Innenwiderstand Ri verbraucht. Diese Erkenntnis ist f¨ur eine Modellierung der Abblockung sehr wichtig. Ri

i(t)

d

  Netzteil

i(t),u(t) 6

d 

u(t)



? d

d Leitungen

u(t)

aktives Bauteil

i

i(t) t

-

Bild 5.1: Ersatzschaltbild f¨ur die Versorgung aktiver Lasten (links) und ein m¨oglicher Spannungs- und Stromverlauf (rechts)

Da f¨ur die Diskussion der Abblockung nur die Wechselvorg¨ange interessieren, setzen wir im Ersatzschaltbild f¨ur die Abblockung die Gleichspannung des Netzteiles zu null. Das Netzteil wird nur mit seiner normalerweise komplexen, frequenzabh¨angigen Innenimpedanz ber¨ucksichtigt. Wird diese mit den Impedanzen der Masse- und Versorgungsleitungen zur Innenimpedanz Z V des gesamten Masse- und Versorgungssystems zusammengefasst, so erh¨alt man f¨ur die Abblockung das einfache Ersatzschaltbild in Bild 5.2. Darin ist Z V diejenige Impedanz, die das noch nicht abgeblockte aktive Bauteil von seinen Anschlußklemmen aus sieht“. ”

ZV

... ... ..... U st¨or ... ... ... ... .

I

d

 ZA



N d

Masse- und Versorgungssystem 3

aktives Bauteil

Bild 5.2: Ersatzschaltbild f¨ur die Abblockung (gestrichelt: Abblockbypass Z A )

Im Bild 5.1 wurde f¨ur das als Stromquelle modellierte versorgte aktive Bauteil ein Verbraucherz¨ahlpfeilsystem angegeben. W¨ahrend die Gleichstromleistung in dieser Stromquelle positiv ist, wie man aus dem Spannungs- und Stromverlauf entnehmen kann, und damit in ihr verbraucht wird, hat die reine Wechselleistung ein negatives Vorzeichen, wird also in der Last erzeugt.

5.1 Das Wechselstrom-Ersatzschaltbild f¨ur die Abblockung

65

Die Senken f¨ur den vom aktiven Bauelement erzeugten Strom I sind das Masse- und Versorgungssystem, das Netzteil eingeschlossen, sowie alle anderen versorgten Stufen oder Baugruppen (im Bild nicht dargestellt). Der Strom I schließt sich i. Allg. u¨ ber eine r¨aumlich weit ausgedehnte Schleife. Durch deren induktiven Anteil steigt die Impedanz Z V bei hohen Frequenzen frequenzproportional an. An Z V entsteht die Spannung U st¨or . Werden noch andere Stufen der Schaltung von den Klemmen dieses Bauteils versorgt, gelangt U st¨or als St¨orspannung an die Versorgungsklemmen dieser Stufen und kann in sie eingekoppelt werden. Schaltet man der Innenimpedanz Z V am aktiven Bauteil eine wesentlich niedrigere Impedanz Z A (gestrichelt im Bild 5.2) parallel, so wird der Wechselstrom des aktiven Bauteils durch diesen Nebenschluss oder Bypass und nicht mehr u¨ ber die weite Schleife durch Z V fließen. Die st¨orende Spannung U st¨or wird stark reduziert. Das Bauteil ist dann abgeblockt“. Die Parallelschaltung von Z V und Z A im Bild 5.2, n¨aherungsweise ” durch Z A bestimmt, ist diejenige Impedanz, die das abgeblockte aktive Bauteil von seinen Anschlussklemmen aus sieht“; wir nennen sie Abblockimpedanz“, den Zweig mit ” ” dem Bypasselement Abblockzweig“ und den geschlossenen Umlauf des vom aktiven ” Bauteil erzeugten Stromes u¨ ber den Abblockzweig Abblockkreis“ oder Abblockma” ” sche“. Angestrebtes Ziel der Abblockung ist die Wechselstromfreiheit der Verbindung zwischen einer abgeblockten Schaltung und dem Versorgungssystem; dies gilt ins¨ hohe Frequenzen. besondere fur Eine niedrige Abblockimpedanz kann nicht nur durch einen Kondensator sondern prinzipiell auch durch einen Wirkwiderstand oder eine Induktivit¨at erreicht werden. Aber nur der Kondensator ist f¨ur Gleichstrom undurchl¨assig. Allein diese Bedingung ist f¨ur die Abblockung entscheidend, und deshalb verwendet man als Abblockelement einen Kondensator. Widerstand und Induktivit¨at k¨onnen allerdings, betrachtet man nur bestimmte Frequenzbereiche, durchaus allein die Wirkung der Abblockung u¨ bernehmen. Die mit dem Ersatzschaltbild im Bild 5.2 entwickelte Vorstellung von der Abblockung ist f¨ur die hohen Frequenzen noch unzureichend; in diesem Frequenzbereich m¨ussen wir die parasit¨aren Effekte im Abblockkondensator und die der Leitungen ber¨ucksichtigen. Im Abschn. 2.8.3 wurde als Hochfrequenzersatzschaltbild f¨ur einen Kondensator ein Serienkreis, bestehend aus der Kapazit¨at C, dem Ersatzserienwiderstand RESR und der Ersatzserieninduktivit¨at LESL , und im Abschn. 2.8.1 f¨ur eine Leitung bei hohen Frequenzen eine Induktivit¨at angegeben. Der Impedanzverlauf von Abblockkondensatoren zeigt drei charakteristische Bereiche (s. auch Abschn. 2.8.3, Bild 2.28, S. 29): Die Impedanz ist abh¨angig • unterhalb der Resonanzfrequenz: praktisch nur von der Kapazit¨at, • bei Resonanzfrequenz: vom Ersatzserienwiderstand (RESR ), • oberhalb der Resonanz: praktisch nur von der Ersatzserieninduktivit¨at (LESL ).

5 Abblockung elektronischer Schaltungen

66

Das heißt: Im Frequenzbereich unterhalb der Resonanzfrequenz strebt der Impedanzverlauf gegen den eines idealen Kondensators, kann also f¨ur Betrachtungen ausschließlich in diesem Bereich durch einen idealen Kondensator ersetzt werden. Bei der Resonanzfrequenz bestimmt allein RESR die Abblockimpedanz. F¨ur den Frequenzbereich oberhalb der Resonanzfrequenz aber strebt die Impedanz gegen die einer Induktivit¨at mit dem Wert von LESL , kann also f¨ur Betrachtungen ausschließlich in diesem Bereich durch eine Induktivit¨at ersetzt werden. In diesem Frequenzbereich besteht der Abblockzweig dann nur aus der Induktivit¨at des Kondensators (LESL ) und seiner Anschlussinduktivit¨at; das aktive Bauteil wird also mit einer Induktivit¨at abgeblockt. Diese Erkenntnis ist zun¨achst a¨ ußerst befremdend, jedoch f¨ur das Verst¨andnis der Abblockung sehr wichtig, da die Abblockwirkung des Bauelements Kondensator“ tats¨achlich in diesem Frequenz” bereich genutzt wird. Bild 5.3 zeigt das Ersatzschaltbild f¨ur die Abblockung weit oberhalb der Serienresonanz des Abblockkondensators. Die Stromverzweigung wird durch das Verh¨altnis der beiden Induktivit¨aten – des Versorgungssystems und des Abblockzweiges – bestimmt, welches in dem betrachteten hohen Frequenzbereich (etwa) konstant ist, solange die Leitungen als elektrisch kurz angenommen werden k¨onnen. Die Abblockwirkung wird hier durch die Induktivit¨at des Abblockzweiges entscheidend bestimmt. I

r ZV

LESL

 

r Masse- und Versorgungssystem

Abblockzweig

aktives Bauteil

Bild 5.3: Ersatzschaltbild f¨ur die Abblockung bei Frequenzen oberhalb der Kondensatorserienresonanz

Es ist also keineswegs so, wie immer wieder behauptet wird, dass die Abblockwirkung des Kondensators auf den Frequenzbereich bis zur Serienresonanz be¨ schr¨ankt ist, weil er daruber keine Kapazit¨at mehr darstellt. Der Mechanismus, mit dem Wechselspannungen auf dem Versorgungssystem in die Signalpfade analoger Schaltungen eingekoppelt werden, wird im Bild 5.4 am Beispiel einer Emitterschaltung prinzipiell deutlich. Der Transistor stellt eine von der Basis-EmitterSpannung uBE gesteuerte Stromquelle dar. Sie treibt den Kollektorstrom iC durch den Kollektorwiderstand RC . Die am Kollektor gegen Masse anliegende Spannung uCM ist dann uCM = UB − iC · RC . Ist der Versorgungsspannung UB eine Wechselspannung ust¨or , die aus anderen Quellen stammt, u¨ berlagert, so wird diese praktisch unged¨ampft an den Kollektor weitergegeben: uCM = UB + ust¨or − iC · RC .

5.1 Das Wechselstrom-Ersatzschaltbild f¨ur die Abblockung

67

c+UB

c+ r

RC r

iC

uBE ? ~

r

cC ~

uCM RE

c

? c M

c–UB Bild 5.4: Spannungen an einer Transistorstufe

Bild 5.5: Abblockung einer Transistorstufe

Wenn in dem Beispiel die negative Versorgungsspannung gest¨ort ist, bestimmt ihre St¨orung den Emitterstrom und, da Emitter- und Kollektorstrom (etwa) gleich sind, ebenfalls die Spannung am Kollektor. Auf diese Weise sind die St¨orspannungen in den Signalpfad eingekoppelt. Bild 5.5 macht noch einmal deutlich, wie die dargestellte Stufe selbst wiederum St¨orungsursache sein kann. Ist der Abblockkondensator nicht vorhanden, wird der Kollektorstrom in das Versorgungssystem eingespeist und muss sich dort – z. B. u¨ ber das Netzteil – schließen. Bild 5.6 zeigt eine Leiterplatte, auf der beispielhaft zwei integrierte Schaltkreise als abgeblockte aktive Bauelemente, versorgt durch ein Netzteil, dargestellt sind. Die Schaltung auf der Leiterplatte enth¨alt die beiden ICs und deren Abblockkondensatoren. Dar¨uber hinaus wurde f¨ur jeden Leitungszweig eine Induktivit¨at ber¨ucksichtigt. Im n¨achsten Leiterplatte

s

lNetzteil

s

Versorgungssystem

s

LESL

s

LESL IC

C

IC

C

RESR

RESR

s

s

s

s

Massesystem

Bild 5.6: Ersatzschaltbild der Abblockung aktiver Schaltungen (hier: zweier ICs) unter Ber¨ucksichtigung der parasit¨aren Elemente der Kondensatoren und Verbindungsleitungen

5 Abblockung elektronischer Schaltungen

68

Schritt kann das Ersatzschaltbild vereinfacht werden, indem die Impedanzen von den abzublockenden Bauelementen zum Netzteil und zu allen anderen aktiven Bauelementen als sehr groß gegen¨uber der Impedanz des Abblockzweiges angenommen werden. Als Ersatzschaltbild bleibt dann nur noch die Abblockmasche mit der abzublockenden aktiven Schaltung u¨ brig (Bild 5.7). Versorgungssystem

r

r

Anschluss

LESL

Anschluss

m IC

C RESR

Anschluss

r

r Masse

Bild 5.7: Hochfrequenzersatzschaltbild der Abblockung eines einzelnen aktiven Bauelementes

Die Abblockung, also der Nebenschluss zur Innenimpedanz des Masse- und Versorgungssystems durch den Abblockkondensator, soll die St¨orspannung an den Klemmen des abgeblockten aktiven Bauteils reduzieren und damit eine Einkopplung leitungsgebundener St¨orungen in andere Stufen verhindern. Die Fl¨ache, die der im Versorgungssystem fließende St¨orstrom einschließt, wird durch die Abblockung ebenfalls reduziert und damit die induktive Kopplung zu anderen Kreisen. Die verbleibende St¨orspannung auf den Masse- und Versorgungsleitungen ist aber auch Ursache f¨ur eine m¨ogliche Abstrahlung; denn diese Leitungen wirken als Antennen. Alle drei Effekte erfordern eine m¨oglichst geringe Impedanz der Abblockmasche außerhalb des abzublockenden ICs und eine m¨oglichst geringe Schleifenfl¨ache der Abblockmasche.

5.2 Str¨ome auf dem Masse- und Versorgungssystem Aufgabe der Abblockung ist es, den hochfrequenten Anteilen der Versorgungsstr¨ome der einzelnen Stufen einen Pfad zur Verf¨ugung zu stellen, u¨ ber den sie sich auf k¨urzestem Wege schließen k¨onnen. Zwei verschiedene Str¨ome liefern solche hochfrequenten Anteile am Versorgungsstrom: Ruhe- oder Querstr¨ome, die im Schaltungsinneren direkt vom Versorgungs- zum Masse- oder zweiten Versorgungsanschluss fließen, und die Signalstr¨ome. Beide stellen unterschiedliche Anforderungen an die Abblockung und m¨ussen unterschieden werden. Dies soll nun am Beispiel von analogen und digitalen ICs betrachtet werden.

5.2 Str¨ome auf dem Masse- und Versorgungssystem

69

Abblockung von Operationsverst¨arkern Operationverst¨arker stellen relativ komplexe Analogschaltungen dar, sie enthalten mehrere Verst¨arkerstufen, die ihre Versorgungsstr¨ome aus der positiven und negativen Versorgungsspannung beziehen4 . In der Regel werden sie mit einer a¨ ußeren Gegenkopplung versehen. Deren Dimensionierung bestimmt, ob die Schaltung stabil arbeitet. Aber auch schaltungsintern findet eine Impedanzkopplung der Stufen untereinander u¨ ber den Innenwiderstand der Versorgung statt, die zur Mitkopplung und damit Schwingneigung f¨uhren kann. Der Ruhestrom (im Wesentlichen) der Endstufe enth¨alt neben dem Gleichanteil auch hochfrequente Anteile z. B. durch Rauschen, die ein Schwingen anregen k¨onnen. Damit dies nicht geschieht, muss der Innenwiderstand des Versorgungssystems, dargestellt durch die Impedanz der Abblockmasche, hinreichend niedrig sein (s. Bilder 5.8 und auch 5.7) und zwar desto kleiner je h¨oher die Transitfrequenz5 des Operationsverst¨arkers ist. Deshalb wird, wie schon oben prinzipiell beschrieben, jeder Versorgungsspannungsanschluss mit einem Kondensator induktivit¨atsarm nach Masse abgeblockt. Bei Operationsverst¨arkern mit einer Transitfrequenz bis h¨ochstens 50 MHz k¨onnen dies bedrahtete Kondensatoren sein. Bei h¨oheren Transitfrequenzen muss die Induktivit¨at der Abblockmasche weiter verringert werden: Durch Verwendung von Kondensatoren in SMD-Bauform und durch einen direkt zwischen die Versorgungsanschl¨usse geschalteten Kondensator (Bild 5.8) zus¨atzlich zu den beiden Abblockkkondensatoren nach Masse. +UB b +UB b q

q

q

q

q

q

HH HH q ~q   =

HH HH q ~q   =

q

q

q

–UB

q b

Bild 5.8: Abblockung der internen Str¨ome des Operationsverst¨arkers

q

q

–UB

RL

q b

Bild 5.9: Pfad f¨ur den Signalstrom zwischen einem Operationsverst¨arker und einer unsymmetrischen Last

Die andere Aufgabe der Abblockung ist die Bereitstellung von Pfaden f¨ur die Signalwechselstr¨ome. Ist an eine Operationsverst¨arkerschaltung mit symmetrischer Spannungsversorgung eine unsymmetrische Last angeschlossen (Bild 5.9), so schließt sich die eine Halbwelle des Signalwechselstromes u¨ ber die Masse, einen Abblockkondensator und eine der Versorgungsleitungen; die andere Halbwelle schließt sich entsprechend u¨ ber die andere Versorgungsspannung. Damit sich der Signalstrom in dieser Weise schließen 4

Hier wird beispielhaft der Fall der symmetrischen Spannungsversorgung diskutiert. Der Fall, dass einer der beiden Versorgungsanschl¨usse auf Masse liegt, kann in a¨ hnlicher Weise analysiert werden. 5 Die Transitfrequenz ist (etwa) die Frequenz, bei der die Verst¨arkung des offenen Verst¨arkers 1 wird (Verst¨arkung-Bandbreite-Produkt).

5 Abblockung elektronischer Schaltungen

70

kann, sind also zwei Kondensatoren n¨otig, f¨ur jede Stromrichtung einer. Diese Kondensatoren k¨onnen dieselben sein, mit denen die oben beschriebene D¨ampfung der Schwingneigung betrieben wurde; es kann hierf¨ur aber auch ein eigener Pfad mit weiteren Kondensatoren festgelegt werden. Dient als Last eines Operationsverst¨arkers die Schaltung eines invertierenden Verst¨arkers, die ebenfalls eine symmetrische Spannungsversorgung besitzt (Bild 5.10), so zeigt das Einzeichnen der geschlossenen Uml¨aufe des Signalwechselstromes, dass er in den Ausgang des zweiten Operationsverst¨arkers fließt und sich von dort u¨ ber die beiden Versorgungsspannungsleitungen und einen Abblockkondensator zwischen ihnen schließen kann; das Einzeichnen der negativen Halbwelle ergibt den gleichen Sachverhalt. Wird nun ein Kondensator zwischen die Versorgungsleitungen geschaltet, dienen allein die Versorgungsleitungen dem Signalstrom als R¨uckleiter f¨ur beide Stromrichtungen. Die Masse wird erst durch die im Bild nicht dargestellten, aber notwendigen Abblockkondensatoren gegen Masse in die Funktion als Signalr¨uckleiter eingebunden. R2

b +UB H – H H H H H H     +  

r

r

R1

r H – H HH H H H   r   +  

b −UB Bild 5.10: Signalstrom zwischen zwei Operationsverst¨arkern

Die beiden Funktionen der Kondensatoren sind auseinanderzuhalten; sie k¨onnen durch getrennte Maßnahmen einzeln beeinflusst werden. Die Kondensatoren zur Abblockung der Querstr¨ome m¨ussen in unmittelbare N¨ahe des Operationsverst¨arkers platziert werden. Sofern die Kondensatoren den Pfad f¨ur den Signalstrom bilden sollen, k¨onnten sie sich an beliebiger Stelle zwischen dem Operationsverst¨arker und der Last befinden. Die dargestellten Zusammenh¨ange kann man gezielt nutzen: Soll verhindert werden, dass der Signalstrom u¨ ber die Masse zur¨uckfließt und auf ihr einen Spannungsabfall erzeugt, m¨ussen ihm Pfade u¨ ber die Versorgungsspannungsleitungen durch entsprechende Kondensatoren zur Verf¨ugung gestellt werden. Dass er diese Wege auch findet und nicht doch den Weg u¨ ber die Masse nimmt, k¨onnen wir erzwingen, indem beide Versorgungsspannungsleitungen und die Signalleitung nicht aber die Masseleitung durch eine Gleichtaktdrossel (s. Abschn. 6.3.5) gef¨uhrt werden. Die Masse kann dann die Funktion des Potentialbezugs besser erf¨ullen (s. Kap. 6). Eine g¨unstige Abblockung von Operationsverst¨arkerschaltungen kann also sehr unterschiedlich aussehen, abh¨angig davon, welche Randbedingungen vorliegen. Diese m¨ussen

5.2 Str¨ome auf dem Masse- und Versorgungssystem

71

zun¨achst gekl¨art sein. Dann zeigt die Analyse der Stromuml¨aufe, wie die verschiede¨ nen m¨oglichen Maßnahmen wirken. Mit a¨ hnlichen Uberlegungen, die die Sauberkeit“ ” der Masse einschließen, k¨onnen auch andere komplexe Analogschaltungen z. B. hochaufl¨osende AD- oder DA-Umsetzer g¨unstiger abgeblockt werden. Eine durchdachte Abblockung wird ihren Zweck gut und kosteng¨unstig erf¨ullen und kann dabei noch die Wirkung des Massesystems g¨unstig beeinflussen.

¨ ¨ Abblockung digitaler ICs Ahnliche Uberlegungen gelten auch f¨ur die Abblockung digitaler Schaltungen. Auch hier existieren zwei unterschiedliche Effekte, die st¨orende Stromspitzen verursachen und unterschieden werden m¨ussen: r LAM,1

-

C1

Versorgungssystem

r

IC1

r

r

 

r LAM,2

IC2


r

Massesystem

r

C2

-
r

Bild 5.11: Abblockung der Stromspitzen, die durch zeitweiligen Kurzschluss in Gegentaktstufen zustande kommen r



r

Versorgungssystem

 

C1

IC1

r

r

 -

r

r

IC2

 Massesystem


r

C2


r

Bild 5.12: Abblockung der Signalstr¨ome, Ausgang von IC 1 (Quelle) auf H“ ”

1. Beim Durchschalten einer Gegentaktstufe digitaler ICs leiten wegen der Sperrverz¨ogerungszeit des leitenden Transistors beide Transistoren f¨ur einen kurzen Augenblick gleichzeitig. Der Kurzschlussstrom steigt (mit der Versorgungsspannung UB und der Induktivit¨at der Abblockmasche LAM ) mit di/dt = UB /LAM an, bis der abgeschaltete Transistor zu sperren beginnt. Dabei entsteht ein hoher Stromimpuls (Current Spike). Bild 5.11 zeigt die Wege dieser Stromimpulse beider dargestellter ICs. Je kleiner die Impedanz des Abblockzweiges gegen den Innenwiderstand des Versorgungssystems ist, desto besser wird der Strom durch den Abblockzweig gef¨uhrt.

72

5 Abblockung elektronischer Schaltungen

2. Wie Bild 5.12 (Ausgang der Quelle auf H“) zeigt, fließt der Signalstrom, unsym” metrische Signal¨ubertragung vorausgesetzt, u¨ ber beide Abblockkondensatoren und die Masse- und Versorgungsleitungen zur¨uck6 . Infolge der rechteckf¨ormigen Signalspannung m¨ussen die parasit¨aren Kapazit¨aten, wie die Eingangskapazit¨at der angesteuerten ICs, schnell umgeladen werden. Der Signalstrom besitzt deshalb ebenfalls an den Flanken Spitzen. F¨ur die Spannungsabf¨alle auf der Masse infolge der Signalstr¨ome wird die Parallelschaltung der L¨angsimpedanzen von Masseund Versorgungssystem wirksam; diese Parallelschaltung wird deshalb auch Signalmasse genannt. Man kann die Spannungsabf¨alle auf der Signalmasse nicht nur durch eine niedrigere Masseimpedanz verkleinern sondern auch durch eine niedrigere Impedanz des Versorgungssystems. Beide Effekte unterscheiden sich in ihrer EMV-relevanten Wirkung – so im abgestrahlten St¨orspektrum (s. u.) – und in den zu treffenden Maßnahmen grundlegend voneinander. Die Stromspitzen nach Pkt 1. sollten eine Schleife mit m¨oglichst kleiner Schleifenfl¨ache durchfließen, damit induktive Kopplung und Impedanzkopplung mit anderen Kreisen oder im IC selbst (s. dazu Abschn. 5.7) sowie Abstrahlung gering gehalten werden. Die Abblockkondensatoren m¨ussen demnach in unmittelbare N¨ahe der ICs platziert werden7 . Die Anschl¨usse der Kondensatoren und der ICs an eine niederohmige Signalmasse m¨ussen so induktivit¨atsarm (kurz und breit) wie m¨oglich ausgef¨uhrt werden. Die getroffenen Maßnahmen sollten durch die Stromanalyse im Layout u¨ berpr¨uft werden. Bei komplexen ICs, bei denen viele Stufen gleichzeitig schalten und dadurch einen hohen Impuls mit hoher Flankensteilheit (di/dt) verursachen, reicht dies h¨aufig nicht aus (s. dazu Abschn. 5.7). Damit die Signalstr¨ome keine St¨orungen verursachen, m¨ussen die L¨angsimpedanzen von Masse- und Versorgungsleitungen, aber auch die Impedanzen der Abblockzweige zwischen Masse- und Versorgungsleitungen im interessierenden Frequenzbereich gering sein. Die Abblockkondensatoren geben – a¨ hnlich wie bei Analogschaltungen – den Pfad f¨ur die hochfrequenten Signalstr¨ome vor. F¨ur diesen Zweck ist ihre Lage nicht von Bedeutung. Die Signalstr¨ome enthalten ebenfalls Spitzen infolge der Umladung der parasit¨aren Kapazit¨aten. H¨ohe und Anstiegszeit dieser Stromspitzen und damit die H¨ohe der Spannungsabf¨alle an der Induktivit¨at der Anschl¨usse der ICs (z. B. der Bonddr¨ahte) und der Signalmasse h¨angen von der Grenzfrequenz (oder dem – manchmal umschaltbaren – du/dt) der ICs, aber auch von der Gesamtimpedanz der Signalkreise ab. L¨angswiderst¨ande in Signalleitungen nahe am Treiber besitzen daher u. a. eine erhebliche d¨ampfende Wirkung auf diese Art der Stromspitzen, beeinflussen allerdings auch die Umladegeschwindigkeit an der Last und damit die Schaltgeschwindigkeit. 6

Die ICs sind sehr vereinfacht modelliert. So sind die Kapazit¨aten der Signaleing¨ange nach Masse und ¨ VCC der Ubersicht halber weggelassen. Die u¨ ber sie fließenden Str¨ome ver¨andern die Stromaufteilung im Last-IC, nicht aber das prinzipielle Verhalten. 7 F¨ur die Abblockung auf Multilayern gilt dies zwingend f¨ur die Anbindung von IC und Kondensator an die Leiterplatte, nicht unbedingt f¨ur die Lage des Kondensators zum IC (s. dazu Abschn. 5.10.5).

5.3 Gruppenabblockung und Einzelabblockung

73

St¨orspektren bei getakteten Schaltungen Die beiden beschriebenen Arten von Stromimpulsen digitaler Schaltungen sind an ihrem St¨orstrahlungsspektrum zu unterscheiden: Bei taktgesteuerten Schaltungen schalten viele Stufen gleichzeitig mit dem Takt. Bei jeder Taktflanke wird in jeder dieser Stufen ein Impuls erzeugt: Die Stromimpulse durch den zeitweisen Kurzschluss haben bei der positiven und der negativen Taktflanke gleiche Polarit¨at, d. h. das St¨orspektrum besitzt dann geradzahlige Harmonische der Taktfrequenz8 . Die Impulse im Signalstrom besitzen unterschiedliche Polarit¨at; sie erzeugen im St¨orspektrum nur ungeradzahlige Harmonische (s. auch Abschn. 7.3.2, S. 158).

5.3

Gruppenabblockung und Einzelabblockung

Der Innenwiderstand des Netzteiles und die Gleichstromleitungswiderst¨ande bestimmen bei tiefen Frequenzen den Innenwiderstand des Versorgungssystems. Sind die Abblockkondensatoren mehrerer aktiver Bauteile wie bei Digitalschaltungen nur u¨ ber kurze Leitungen miteinander verbunden, so k¨onnen bei niedrigen Frequenzen diese Kondensatoren in ihrer Wirkung als parallel geschaltet betrachtet werden. Es liegt eine Gruppenabblockung vor: Mehrere ICs werden durch einen oder mehrere Kondensatoren gemeinsam abgeblockt. F¨ur aktive Bauelemente mit niedriger Stromanstiegsgeschwindigkeit reicht eine Gruppenabblockung i. Allg. aus. Die Gesamtkapazit¨at muss so groß sein, dass bei einem entnommenen Stromimpuls die maximal zu erwartende Ladungs¨anderung ΔQmax , n¨aherungsweise abzusch¨atzen aus dem Produkt aus H¨ohe und Dauer des Stromimpulses (I · Δtmax ), nur zu einer maximal zul¨assigen Spannungs¨anderung ΔUmax, zul an dieser Kapazit¨at f¨uhrt. F¨ur die tiefste Frequenz gilt im Zeitbereich: ΔQmax Cmin = (5.1) ΔUmax, zul Werden die Leitungsimpedanzen mit steigender Frequenz zu groß, muss der Abblockkondensator in unmittelbare N¨ahe des aktiven Bauteils platziert werden; es liegt eine ¨ sei vermerkt, dass es hier nicht auf die BeEinzelabblockung vor. Nachdrucklich triebsfrequenz der Schaltung ankommt, sondern auf das von dem betrachteten Bauteil tats¨achlich gelieferte Spektrum, dessen obere Grenze mit seiner Stromanstiegsgeschwindigkeit zusammenh¨angt. Wenn also ein Bauteil eine Grenzfrequenz von 100 MHz besitzt, muss man es f¨ur 100 MHz abblocken, auch wenn es nur mit 50 Hz betrieben wird! F¨ur die hohen Frequenzen l¨asst sich die maximal zul¨assige Induktivit¨at des Abblockzweiges aus der maximal zul¨assigen St¨orspannung Umax, zul und der Flankensteilheit di/dt des Stromes (Slew-Rate, Rise-Time oder Fall-Time) des abzublockenden Bauteils berechnen: 8

Bei Unterschieden in der H¨ohe der beiden Impulse werden zus¨atzlich ungeradzahlige Harmonische erzeugt

5 Abblockung elektronischer Schaltungen

74

Lmax =

Umax, zul di/dt

(5.2)

Die beiden Gleichungen geben wichtige Anhaltspunkte f¨ur die Grenzen des Frequenzbereiches und damit gute Dimensionierungskriterien, die wir bei unseren weiteren Betrachtungen ber¨ucksichtigen werden. Sie sagen aber nichts u¨ ber den restlichen Abblockbereich aus. Die u¨ bliche Vorstellung, dass ein dem Versorgungssystem entnommener hoher Stromimpuls einen ausreichend großen Kondensator (Gl. 5.1) voraussetzt, reicht f¨ur eine Beschreibung der Abblockung nicht aus. Denn ein Impuls kann auch von einer Quelle mit entsprechend niedrigem ohmschen Widerstand geliefert werden; eine Kapazit¨at w¨are dann nur zum Sperren des Gleichstromes notwendig. Außerdem verschleiert diese Vorstellung die hergeleitete Tatsache, dass die abzublockende Schaltung die Quelle der Wechselstromanteile ist und nicht der Abblockkondensator. Die Breitbandabblockung kann deshalb besser und allgemeiner im Frequenzbereich u¨ ber die Abblockimpedanz beschrieben werden; diese muss im gesamten abzublockenden Frequenzbereich hinreichend niedrig sein. Diese Betrachtung wird im Folgenden verwendet. H¨aufig wird man f¨ur die hohen Frequenzen eine Einzelabblockung vorsehen und f¨ur die tiefen Frequenzen eine Gruppenabblockung: Jedes IC erh¨alt einen zugeordneten Abblockkondensator f¨ur die hohen Frequenzen (z. B. 100 nF), und bei den tiefen Frequenzen wird die gesamte Schaltung mit einem Elko (und bei Gleichstrom mit dem Spannungsregler) abgeblockt. Mit einer in die Versorgungsleitung zur Verbesserung der Entkopplung eingef¨ugten Induktivit¨at bildet ein Abblockkondensator einen Schwingkreis, der durch Schaltflanken zur Schwingung angeregt werden kann. Er muss durch Verluste z. B. durch einen zur Spule parallelgeschalteten Verlustwiderstand ged¨ampft werden.

5.4 Auswahl geeigneter Abblockkondensatoren Die Auswahl eines geeigneten Abblockkondensators h¨angt vom Spektrum des vom aktiven Bauteil in das Versorgungssystem eingespeisten Stromes, von der Lage und Breite des Frequenzbereiches sowie der Amplitude der einzelnen Spektrallinien ab. Entscheidende Gr¨oße ist die Grenzfrequenz (Transitfrequenz) oder die Flankensteilheit der verwendeten aktiven Bauteile. Ziel der Abblockung ist eine, in Bezug auf die Amplituden der spektralen Bereiche der eingespeisten Str¨ome, hinreichend niedrige Impedanz im gesamten abzublockenden Frequenzbereich. Bei einer h¨aufig notwendigen Breitbandabblockung kann man nicht nur mit dem Bereich der Serienresonanz des Kondensators abblocken, sondern nutzt auch den kapazitiven und induktiven Bereich des Impedanzverlaufes. W¨unschenswert w¨are ein Abblockkondensator mit einer großen Kapazit¨at und kleiner Ersatzserieninduktivit¨at. Die erste ¨ Uberlegung sollte der Auswahl eines geeigneten Kondensatortyps gelten. Allgemein gilt:

5.5 Parallelschaltung von Abblockkondensatoren

75

Da die Ersatzserieninduktivit¨at eine Folge der Bauform und damit f¨ur eine Kondensatorfamilie u¨ ber einen weiten Kapazit¨atsbereich konstant ist, w¨ahle man zuerst eine Kondensatorbauform mit hinreichend kleiner Ersatzserieninduktivit¨at. SMD-Kondensatoren besitzen eine sehr viel niedrigere Ersatzserieninduktivit¨at als bedrahtete Kondensatoren und kleine Bauformen, insbesondere mit kurzer Baul¨ange, wegen der damit verbundenen geringeren partiellen Induktivit¨at eine kleinere Ersatzserieninduktivit¨at als gr¨oßere Bauformen. Danach w¨ahle man die notwendige Kapazit¨at9 . H¨aufig ist die Bedingungen nach hinreichend kleiner Induktivit¨at nicht ausreichend zu erf¨ullen; dann muss man Kondensatoren parallel schalten. Mit der Anzahl der parallelgeschalteten Kondensatoren erniedrigt sich die Induktivit¨at, gleichzeitig erh¨oht sich die Kapazit¨at.

5.5

Parallelschaltung von Abblockkondensatoren

Bei der Parallelschaltung von Kondensatoren f¨ur eine Breitbandabblockung ist der Effekt der Parallelresonanzen zu beachten. H¨aufig werden mehrere Kondensatoren unterschiedlicher Kapazit¨at parallel geschaltet. Als Begr¨undung wird angegeben, die Kondensatoren h¨atten verschiedene Resonanzfrequenzen und w¨urden damit verschiedene Frequenzbereiche abblocken. Wie im Folgenden gezeigt wird, stellt sich diese Begr¨undung, bei der nur der Betrag der Kondensatorimpedanz, nicht aber ihr Phasenwinkel ber¨ucksichtigt wird, als falsch oder doch als a¨ ußerst problematisch dar. Die Zusammenh¨ange m¨ussen sehr viel differenzierter gesehen werden. X 6kapazitiv

induktiv

............... ................. . . . . . . . . . . . . . . . .......... ............... .............. . . . . . . . . . . ........ ........ f /f ...... 1 . 0 . . . .... ..... ... ...

X 6

.. ... ..... . .. ............ .... fP . . . . . ............................... . ......... ................. . . . . . . . . . . . . . . . . . ... .... f ...... fS1 ... fS2 .... ..... ..... . . ... ...

Bild 5.13: Frequenzabh¨angiger Blindwiderstand eines Serienschwingkreises (links) und der Parallelschaltung zweier Serienkreise unterschiedlicher Resonanzfrequenz (rechts) 9

H¨aufig wird als Standardregel angegeben, die Resonanzfrequenz des Kondensators nach der h¨ochsten abzublockenden Frequenz auszusuchen. Dies ist schon deshalb falsch, weil die Resonanzfrequenz sich aus Induktivit¨at und Kapazit¨at ergibt, also nicht die Forderung nach geringster Induktivit¨at erf¨ullen muss. Die u¨ blichen 100 nF-Kondensatoren sind ein guter Kompromiss, m¨ussen aber nicht die beste M¨oglichkeit darstellen. SMD-Keramik-Kondensatoren mit 1 F k¨onnen durchaus geringere Werte f¨ur LESL als solche mit 100 nF oder 10 nF besitzen.

5 Abblockung elektronischer Schaltungen

76

Der Blindwiderstand eines Serienkreises ist unterhalb der Resonanzfrequenz kapazitiv, oberhalb induktiv (Bild 5.13 links). Schaltet man zwei Serienschwingkreise unterschiedlicher Resonanzfrequenz parallel, so zeigt der Blindwiderstandsverlauf, wie erwartet, diese beiden Serienresonanzen (fS1 und fS2 im Bild 5.13 rechts). Zwischen beiden Serienresonanzen gibt es aber eine Frequenz fP , bei der die Ersatzinduktivit¨at des Kreises mit der niedrigeren Resonanzfrequenz und die Ersatzkapazit¨at des anderen Kreises betragsm¨aßig gleiche aber im Vorzeichen unterschiedliche Blindwiderst¨ande haben; dort entsteht eine Parallelresonanz. Unterhalb der niedrigeren der beiden Serienresonanzfrequenzen bestimmt die Parallelschaltung der Kapazit¨aten beider Kreise den Impedanzverlauf, oberhalb der h¨oheren die Parallelschaltung der Induktivit¨aten – ein f¨ur die Abblockung sehr wichtiger Zusammenhang!

. ................. . . . . . .... ....... ....................... . . . . . ... ...... ....................... ...... . . . . . . .............. .. .. .............. ..... ......... ........... ..................... ....... ....... ....... ..... ........... ...... .... ... −3

2 ↑ 10 Z Ω 101

.. . ....... ...... ....... ...... ....... ....... . a ............. . b . . . . . . ....... ... ... ...... .. ... ...... ..... .... .... . . . . . . ... .. . ....... ..... ... ... . ...... ... ... 100 ................... ...... ... .. ...... . . ...... . c ...... . . ... ..... . ...... . . . .... ..... ... . . .... ... .. . ... . −1 ... .... 10 ... ... ... .. ... ... ... ... ...... ...... 10−2 .... .

10

100

101

102

103

104 f /MHz −→

Bild 5.14: Vergleich der berechneten Impedanzen von Kondensatoren desselben Typs (tan δ und LESL nach Firmenangaben bei allen gleich), a: Impedanz der Parallelschaltung von 100 nF und 100 pF, b: Impedanz eines einzelnen Kondensators von 100 nF, c: Impedanz zweier parallelgeschalteter 100 nF-Kondensatoren

Das gleiche Verhalten tritt bei der Parallelschaltung von Kondensatoren auf. Bild 5.14 zeigt als Beispiel den berechneten Impedanzverlauf zweier parallel geschalteter Kondensatoren von 100 nF und 100 pF (a) im Vergleich mit einem einzelnen 100 nF-Kondensator (b) und zwei parallel geschalteten 100 nF-Kondensatoren (c). Die Werte f¨ur ESL und tanδ wurden Herstellerangaben10 entnommen und sind f¨ur diese Kondensatoren gleich. Die Parallelschaltung von 100 nF und 100 pF hat bei beiden Serienresonanzen zwar eine niedrige Impedanz. Dieser Vorteil ist erkauft mit der h¨oheren Impedanz bei der Parallelresonanz (im Beispiel: 60 Ω bei 300 MHz), durch die Teile des abzublockenden St¨orspektrums stark herausgehoben werden k¨onnen. Bei hohen Frequenzen bestimmt die Parallelschaltung der Induktivit¨aten beider Kondensatoren den Impedanzverlauf. Schaltet man dagegen zwei gleiche Kondensatoren parallel, so sind alle drei Resonanzfrequenzen gleich, was sich wie eine einzige Serienresonanz auswirkt; hierbei liegt die 10

Alle Kondensatoren sind SMD-Bauelemente vom Typ X7R

5.5 Parallelschaltung von Abblockkondensatoren

77

Impedanz bei allen Frequenzen um den Faktor 2 niedriger und nicht erst oberhalb der h¨oheren Resonanzfrequenz – f¨ur eine Breitbandabblockung die bessere L¨osung! Auch die h¨aufig in der Praxis zu findende Kondensator-Kombination – 100 nF, 10 nF und 1 nF in Parallelschaltung – bietet kein besseres Bild (Bild 5.15). Dieser Vergleich wurde mit Kondensatoren desselben Typs wie in Bild 5.14 berechnet. Der Impedanzverlauf der Parallelschaltung dreier gleicher Kondensatoren (100 nF) ist bei hohen Frequenzen gleich und hat aber im u¨ brigen Verlauf klare Vorteile mit Ausnahme der beiden oberen Serienresonanzen, die f¨ur die Abblockung aber kaum ins Gewicht fallen: Die Impedanz ist schon niedrig genug. Es gibt also kein vern¨unftiges Argument f¨ur die Parallelschaltung von Kondensatoren mit ungleichen Kapazit¨aten! ↑ Z Ω

101

. ..... .. . ............... .......... .......... .............. . . . . . . . a . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .. .. ....... 100 .................... .. .. ................ ... ... .......... ............. ................................. . ... .... . . ......... ........... . . . ......... ........ ... .. ........... .... .... ...... ....... ..... ...... ......................... ..... 10−1 ..... .... ... ..... ... ... .... .... ... ... ...b ...... . ...... ...... ... .. ... ........ . −2 . ............ 10 ........ .. 10−3 0 10

.... ..

101

102

103 f /MHz −→

Bild 5.15: Vergleich der berechneten Impedanzen von Kondensatoren, a: Impedanz der Parallelschaltung von 100 nF, 10 nF und 1 nF, b: Impedanz dreier parallelgeschalteter 100 nFKondensatoren ↑ Z Ω

100

.......... ................. . ........... . . . . . . . . . . . . ............ ...... ............ ................. .............. . . .......... . . . .............. . . . . . . . .... ............. 10−1 ............ ................... ......... a.................................... ......... .... ... ................. ....... ................... ... ...... ... . −2 10 ... .. b ..... .. 10−3 0 10

101

102

103 f /MHz −→

Bild 5.16: Impedanz von 13 parallel geschalteten SMD-Kondensatoren, a: mit unterschiedlichen Kapazit¨atswerten nach der E6-Reihe, b: mit gleichen Kapazit¨atswerten

78

5 Abblockung elektronischer Schaltungen

Das Beispiel im Bild 5.16 erh¨artet die Problematik: Die Kurve a zeigt die berechnete Impedanz der Parallelschaltung von 13 Kondensatoren, die alle unterschiedliche Kapazit¨aten im Bereich von 1 nF. . . 100 nF, nach der E6-Reihe gestaffelt, besitzen; f¨ur diese Darstellung ist tan δ und LESL f¨ur alle gleich. Bei derart nah beieinander liegenden Serienresonanzfrequenzen pr¨agen sich die Serien- und Parallelresonanzen nicht voll aus; man erh¨alt einen Bereich geringer und relativ gleichm¨aßiger Impedanz. Schaltet man 13 gleiche Kondensatoren (22 nF) mit (etwa) der gleichen resultierenden Kapazit¨at und Induktivit¨at parallel (Kurve b), so verhalten sich beide Schaltungen abseits der Resonanz gleich, im Bereich der Resonanzen sind aber keine wesentlichen Vorteile der Version a zu erkennen. Beide Verl¨aufe besitzen Bereiche mit etwas niedrigerer Impedanz als der jeweils andere. Der hohe Aufwand in der Lagerhaltung und Best¨uckung einer solchen Abblockung lohnt sich i. Allg. nicht. Das entscheidende Problem bei der Parallelschaltung von Kondensatoren unterschiedlicher Kapazit¨at und Resonanzfrequenz ist, die G¨ute der Parallelresonanz gering genug zu halten. Dies trifft auch in besonderer Weise f¨ur die Abblockung auf Multilayern (s. Abschn. 5.10) zu, da die Induktivit¨at der Abblockkondensatoren und die Kapazit¨at der durchgehenden Lagen f¨ur Masse und Versorgung eine Parallelresonanz hoher G¨ute bilden. F¨ur solche Anwendungen m¨ussen die Kondensatoren einen hohen tan δ oder RESR und nicht – wie in der Literatur immer wieder zu lesen – einen niedrigen besitzen11 . Dass dadurch die Impedanz bei den Serienresonanzen gr¨oßer wird, ist bedeutungslos; denn nicht die niedrigsten Werte des Impedanzverlaufes sind kritisch sondern die hohen. Elkos besitzen einen h¨oheren tan δ; deshalb ist die Parallelschaltung eines Keramikoder Folienkondensators mit einem Elko i. Allg. unkritisch. Sehr sinnvoll ist sie, da der Elektrolytkondensator sehr niedrige Impedanzen bei tiefen Frequenzen bietet und der Keramik- oder Folienkondensator aufgrund seiner wesentlich kleineren Bauform und damit niedrigeren Induktivit¨at bei hohen Frequenzen. Die grundverschiedenen Eigenschaften dieser beiden Kondensatortypen erg¨anzen sich optimal. Im Bild 5.17 ist die Impedanz der Parallelschaltung zweier Kondensatoren (C1 = 100 nF, C2 = 1 nF, mit variablen Verlusten (Q) aber mit RESR1 = RESR2 ) dargestellt. Prinzipiell gibt es drei M¨oglichkeiten, die G¨ute der Parallelresonanz zu verringern: 1. Auswahl von Kondensatoren mit h¨oheren Verlusten (RESR oder tan δ). 2. Bei der Parallelschaltung von Kondensatoren mit unterschiedlichen Serienresonanzfrequenzen sollten die Frequenzen nahe genug beieinander liegen; sie d¨ampfen dann besser die Parallelresonanzen (s. Bild 5.16). 3. Reihenschaltung von Widerst¨anden mit den zus¨atzlichen Kondensatoren; dies sollte bei den Kondensatoren mit h¨oherem LESL geschehen, da die Induktivit¨at des Widerstandes ber¨ucksichtigt werden muss, die resultierende Induktivit¨at der Reihenschaltung sich also erh¨oht. Die Wirkung des Kondensators mit niedrigstem LESL sollte zur Abblockung der hohen Frequenzen nicht verschlechtert werden. 11

Auf diesen Sachverhalt muss hier eindringlich hingewiesen werden! Denn Kondensatoren mit niedrigem tan δ oder ESR gelten allgemein als h¨oherwertig. Eine solche Beurteilung h¨angt aber entscheidend vom Anwendungsfall ab, f¨ur Filter hoher G¨ute ist sie richtig, f¨ur die Abblockung aber falsch!

5.5 Parallelschaltung von Abblockkondensatoren ↑ Z Ω

79

102 ..... ...... .. ................ ................ ..... ..... . . . . . . . . . . . . . . . . . ... ... ....... . .................................. ............ 100 .......Q=1 ....................................................................................................... ...................................... . . . . . . . . . . . . . . . ............... ....................................... ............... ... ... Q=2............... ... .. . −1 . 10 ... ........ ....... ..... .... .. ..

101

10−2 1 10

Q=20..........

102

103 f /MHz −→

Bild 5.17: Berechnete Impedanz zweier parallel geschalteter Kondensatoren von 100 nF und 1 nF mit unterschiedlichen G¨uten der Gesamtanordnung (RESR1 = RESR2 ).

Fazit: Mit einer Parallelschaltung von Kondensatoren erreicht man bei hohen Frequenzen eine Verringerung der Induktivit¨at und zugleich bei tiefen Frequenzen eine Kapazit¨atserh¨ohung. Wegen der Ausbildung der Parallelresonanzen bei der Parallelschaltung von Kondensatoren unterschiedlicher Resonanzfrequenz und den damit eventuell verbundenen erh¨ohten St¨orungen bei den Parallelresonanzen sollte zur Kontrolle der Impedanzverlauf aus den charakteristischen Ersatzgr¨oßen der ausgew¨ahlten Abblockkondensatoren berechnet werden. F¨ur den Fall der Reihenschaltung von D¨ampfungswiderst¨anden kann man die D¨ampfung der Parallelresonanz, aber auch die mit der Induktivit¨at der Widerst¨ande verbundene Verschlechterung des Impedanzverlaufes oberhalb aller Serienresonanzfrequenzen ausrechnen. Die Ergebnisse sollten in beiden Achsen logarithmisch – und nicht linear – skaliert werden, damit sie besser den St¨orstrahlungsmessergebnissen zugeordnet werden k¨onnen. Sie m¨ussen sich auch u¨ ber den gesamten, f¨ur den EMV-Nachweis geforderten Frequenzbereich der St¨orstrahlungsmessung und nicht nur bis zur h¨ochsten Serienresonanzfrequenz erstrecken; denn der Bereich oberhalb dieser Resonanzfrequenz ist f¨ur die St¨orstrahlung der entscheidende. Dort wird die Impedanz praktisch nur von der resultierenden Induktivit¨at bestimmt. Diese Induktivit¨at und damit die Abblockimpedanz bei Frequenzen oberhalb der h¨ochsten Serienresonanz kann neben einer induktivit¨atsarmen Anschlusstechnik (s. Abschn. 5.6) und Auswahl entsprechender Kondensatoren nur noch mit einer Parallelschaltung von Kondensatoren (genauer: ihrer Induktivit¨aten) reduziert werden. Eine Abblockung durch mehrere parallelgeschaltete Kondensatoren zur Erniedrigung der Abblockimpedanz sollte z. B. erwogen werden, wenn ein IC eine sehr komplexe Innenschaltung besitzt und hohe Str¨ome mit einer hohen Flankensteilheit ben¨otigt.

5 Abblockung elektronischer Schaltungen

80

5.6 Anschluss von Kondensatoren Mit den Methoden der Stromanalyse und der Verschiebung der Knotenpunkte soll nun verdeutlicht werden, wie Abblockkondensatoren optimal angeschlossen werden m¨ussen. Die Erkenntnisse k¨onnen gleichermaßen auf den Anschluss von Kondensatoren in Filterschaltungen, von Filterbaugruppen und von Bauelementen zur Spannungsbegrenzung angewandt werden. Steckerleiste X z X VCC ungunstige ¨ Steckerbelegung

Leiterplatte

r

ar

Schaltung 1

GND

r

Schaltung 2

r

b

Bild 5.18: Hohe Serienimpedanz im Abblockzweig durch ung¨unstigen Anschluss des Abblockkondensators, ausgel¨ost durch eine ung¨unstige Steckerbelegung

Es sei angenommen, dass im Layout einer elektronischen Baugruppe die beiden Leitungen eines Versorgungsspannungssystems weit auseinander liegen (Bild 5.18). Dies verst¨oßt zwar gegen die allgemeing¨ultige Regel, dass in jeder Masche Hin- und R¨uckleiter nah beieinander liegen sollten, entspricht aber h¨aufig den praktischen Gepflogenheiten, beispielsweise infolge einer ung¨unstigen Steckerbelegung (GND und VCC an entgegengesetzten Enden des Steckers). Dieser Fall tritt gew¨ohnlich auch auf, wenn die grafische Struktur des Schaltbildes f¨ur das Layoutdesign u¨ bernommen wird. Der Abblockkondensator ist dann u¨ ber lange Zuleitungen an die Versorgungsspannungsleitungen (Knoten a und b) angeschlossen. F¨ur die Stromanalyse werden zun¨achst die Leitungen und Abblockkondensatoren idealisiert als impedanzlos angenommen. Der Abblockzweig zwischen den Knoten a und b wird als verkoppelnder Zweig erkannt. Durch seine Impedanz sind beide Baugruppen miteinander verkoppelt. Das Einzeichnen eines Umlaufs u¨ ber die nach außen zu anderen Baugruppen f¨uhrenden Leitungen w¨urde die Verkopplung auch mit diesen verdeutlichen. Die Koppelimpedanz kann durch breitere Leitungen im Abblockzweig zwar etwas verringert werden. Vollst¨andig aber wird der Einfluss der Anschlussleitungen im Abblockzweig ausgeschaltet, wenn deren L¨ange mit der Methode der Verschiebung der Knotenpunkte zu null gemacht wird; die Anschlussklemmen des Kondensators werden dann wie im Bild 5.19 Sternpunkte der zu der St¨orquelle und den St¨orsenken f¨uhrenden Leitungen. Diese Anschlusstechnik wird auch sehr anschaulich Nadel¨ohr“-Anschlusstechnik ” [11] genannt. Die Stromanalyse zeigt, dass beide Schaltungen jetzt nur noch u¨ ber die Impedanz des Abblockkondensators selbst miteinander verkoppelt sind. Die sehr viel

5.6 Anschluss von Kondensatoren

81 r

VCC

A

A

r




AA
r
r

bAA

Schaltung 1

GND

a








Schaltung 2

A

A

Bild 5.19: Eliminieren des st¨orenden Einflusses der Anschlussleitungen durch Verschieben der Anschlusssternpunkte

niedrigere Ersatzserieninduktivit¨at von SMD-Kondensatoren, insbesondere mit kleiner Bauform, legt ihre Verwendung zur Abblockung auch in Schaltungsaufbauten nahe, die sonst nicht in SMD-Technik aufgebaut sind. VCC su su


VCC GND

s s


( VCC ( GND

GND

a

b

Bild 5.20: Einlagiger Anschluss eines bedrahteten und eines SMD-Kondensators: ung¨unstige Technik mit hoher Anschlussinduktivit¨at (a) und Beipiel f¨ur optimalen Anschluss (b)

Im Bild 5.20 a ist beispielhaft f¨ur einen bedrahteten und f¨ur einen SMD-Kondensator eine ung¨unstige Anschlusstechnik mit hoher Anschlussinduktivit¨at gezeigt. Die Anschl¨usse im Bild 5.20 b sind dagegen induktivit¨atsarm ausgef¨uhrt; der Anschluss des SMD-Kondensators an die großfl¨achige Masse wurde mit einer sogenannten W¨armefalle versehen: vier kurze schmale Leitungen, eine davon unsichtbar unter dem Kondensator, bilden einen hohen W¨armewiderstand zur besseren L¨otbarkeit, ihre Parallelschaltung h¨alt die Induktivit¨at niedrig. Die VCC -Anschl¨usse gehen vom Kondensatoranschluss seitw¨arts u¨ ber getrennte Leitungen zur St¨orquelle und dem gesch¨utzten Teil und bieten so die beste Entkopplung. Bild 5.21 zeigt die Impedanzverl¨aufe beider Techniken im Vergleich, es wurden ein LESL von 1,7 nH und eine Anschlussinduktivit¨at von nur 2 nH angenommen. Die Wirksamkeit der Abblockung wurde mit der ung¨unstigen Anschlusstechnik um das Verh¨altnis der Induktivit¨aten, also um mehr als den Faktor 2, schlechter.

5 Abblockung elektronischer Schaltungen

82 ↑ 100 Z Ω 10

.......... ................... . . . . . . . . . ... ... .......... .......... ............................. . . . . . . . . . ........ ......... .............. ....a 1 .................. ......... ................ . . . . ......... . . . ..... ..... ........ ....................... ............. b ..... ..... ..... .... .1 ....

.01

1

10

100

1000 f /MHz −→

Bild 5.21: Impedanzverl¨aufe der Abblockzweige f¨ur die ung¨unstige (a) und die g¨unstige (b) Anschlusstechnik eines SMD-Kondensators

¨ Allgemeine Regel: Leitungen im Abblockzweig mussen so kurz wie fertigungstech¨ nisch m¨oglich ausgefuhrt werden. Diese Regel kann leichter eingehalten werden, wenn Hin- und R¨uckleitungen des Masseund Versorgungssystems nah beieinander verlegt werden. Im Bild 5.22 ist ein solches System prinzipiell dargestellt.

VCC GND

gunstige ¨ Steckerbelegung

r r

r r

Schaltung 1

r

r

Schaltung 2

Bild 5.22: Optimale Anordnung der Versorgungsleitungen und damit optimaler Anschluss der Kondensatoren

Man kann die Verschiebung der Knotenpunkte noch weiter f¨uhren: Im Bild 5.19 wirkt neben der Reaktanz des Kondensators noch die mit ihm in Reihe liegende Impedanz der parasit¨aren Elemente (ESR und vor allem ESL) als verkoppelnde Impedanz. Versieht man die beiden Kondensatorplatten“ mit je zwei Anschl¨ussen an gegen¨uberliegenden ” Enden und schließt den Kondensator, wie im Bild 5.23 (rechts) an, bilden die parasit¨aren Elemente (hier ESL) mit der Kapazit¨at einen Tiefpass (Bild 5.23, links). Der Kondensator hat nun 4 Anschl¨usse; man nennt ihn deshalb auch Vierpolkondensator“. ” Eine Variante, bei der eine der beiden Elektroden großfl¨achig auf Masse gelegt wird,

5.6 Anschluss von Kondensatoren

83 r

VCC

b r

A

Schaltung 1

b r




A

r b r b




r

GND




A A









A A

Schaltung 2

A

A




Bild 5.23: ESB eines Vierpolkondensators (links) und Anschluss (rechts)

wird Dreipolkondensator“ genannt. Zu dieser Gattung geh¨ort auch der in ein Masse” blech einl¨otbare oder einschraubbare Durchf¨uhrungskondensator“. W¨ahrend die Im” pedanz normaler Abblockkondensatoren oberhalb ihrer Serienresonanz frequenzproportional ansteigt, sind Vierpol- oder Dreipolkondensatoren wegen ihres Tiefpassverhaltens auch bei kleiner Kapazit¨at sehr wirkungsvoll. Bild 5.25 zeigt die gemessenen D¨ampfung eines Durchf¨uhrungskondensators (C = 630 pF) in der Schaltung nach Bild 5.24 allein (a) sowie mit einer (b) und zwei Induktivit¨aten (c), zu einem Filter geschaltet. 50 Ω

b

m b

r

r

b

b 50 Ω

r r

b

b

a

r

r r r b

b

b

b

b

r

r r r

b b

c

Bild 5.24: a: Schaltung zur Messung der D¨ampfung eines Durchf¨uhrungskondensators (ESB grau hinterlegt) allein, b: Filter mit einer Drossel, c: Filter mit zwei Drosseln

Allerdings fließt nicht nur der auszufilternde Wechselstrom sondern auch der Betriebsstrom u¨ ber die Kondensatorplatten. Die Kondensatoren m¨ussen bei gr¨oßeren Betriebsstr¨omen daf¨ur ausgelegt sein (Beispiel s. Bild 8.44, S. 226). 0 ...................................................................................... ↑ ...........1 ....... a ....... .... −20 dB ... 2 .................... . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . ........................... .......... .......... . . ...... . . −40 ....... . . . .. .... .... ...... 3.............. ....... . ...... . . . . ... . . . . . . . ..... . .. ................................................................... −60 −80 100

101

102 103 f /MHz −→

Bild 5.25: D¨ampfung 1: des Durchf¨uhrungskondensators allein, 2: mit einer Drossel als Filter, 3: mit zwei Drosseln als Filter

5 Abblockung elektronischer Schaltungen

84

Neben der Verwendung k¨auflicher Bauformen kann man Vierpolkondensatoren auch durch ein geschicktes Layout selbst erzeugen: Es k¨onnen freie Fl¨achen genutzt werden, um Leiterbahnen zu Kondensatoren entarten“ zu lassen; schon relativ kleine Ka” pazit¨aten reichen f¨ur die Abblockung der hohen Frequenzen aus, wenn diese Konden” satoren“ nur in Vierpoltechnik angeschlossen werden (s. Abschn. 5.8). Der Kapazit¨atsbelag sollte m¨oglichst groß und der Induktivit¨atsbelag m¨oglichst klein gemacht werden (breite, nah beieinander liegende Leitungen). SMD-Kondensatoren k¨onnen auch mit der Anschlussl¨ange null angeschlossen werden: ihre Anschl¨usse sind frei zug¨anglich. Unterbricht man die Anschlusspads f¨ur die Kondensatoren, schließt man sie also nicht mit 2 sondern mit 4 Anschlussfl¨achen im Layout an, so wird die verkoppelnde Wirkung des Widerstandes der L¨otanschl¨usse in eine entkoppelnde umgewandelt; sinnvoll ist auch die unsymmetrische Variante: der Anschluss nur der Versorgungsspannung in dieser Weise, also als Dreipolkondensator (s. Bild 5.26). VCC GND

Bild 5.26: SMD-Kondensator in Dreipolanschlusstechnik; die Impedanz des L¨otanschlusses auf der VCC -Seite hat nun entkoppelnde Wirkung

Die hergeleitete Anschlusstechnik ist ebenso auf Filterkondensatoren, Filterbaugruppen und Bauelemente zur Spannungsbegrenzung z. B. bei elektrostatischen Entladungen (ESD) anzuwenden.

5.7 Logik-Fehler und Strahlung bei digitalen ICs durch Ground Bounce ¨ Eng mit Uberlegungen zur Anschlusstechnik bei der Abblockung digitaler ICs ist der Effekt des Ground Bounce12“ verbunden. Dieser Begriff bezeichnet allgemein eine ” ¨ Anderung des Massepotentials der Innenschaltung des ICs gegen¨uber der Masse der a¨ ußeren Schaltung. Sie kommt durch Spannungsabf¨alle an der Anschlussinduktivit¨at (Impedanzkopplung) zwischen der IC-internen Masse und der Schaltungsmasse, erzeugt durch Str¨ome mit hohem di/dt zu Stande – Stromspitzen durch den zeitweisen Kurzschluss beim Schalten und die Stromspitzen im Signalstrom. Die Anschlussinduktivit¨at setzt sich zusammen aus der Induktivit¨at im IC-Inneren (Bonddr¨ahte, Lead Frame) und der des a¨ ußeren Masseanschlusses. Die Spannung zwischen den IC-internen und ICexternen Massen l¨asst die Bezugspotentiale im IC-Inneren und IC-¨außeren unterschiedlich werden. Dies hat zwei St¨oreffekte zur Folge. 12

Masse(potential)sprung

5.8 Beispiele f¨ur das Layout des Versorgungsspannungssystems

85

Logikfehler Die unterschiedlichen Bezugspotentiale k¨onnen zu logischen Fehlern f¨uhren. Bild 5.27 macht das Problem am Beispiel eines 8-fach-Leitungstreibers deutlich. Schalten 7 seiner Ausg¨ange gleichzeitig, so erzeugen ihre Stromimpulse (Spikes) beim Umschalten an der Anschlussinduktivit¨at einen Spannungsimpuls, der sich in allen Eingangsmaschen der Eingangsspannung u¨ berlagert. So kann auch der 8. Leitungstreiber schalten, obwohl er dies nicht sollte. pp p

IC

a

i

Treiber 3

a

q

Treiber 2

a

q

Treiber 1

a

q

q a

i

q a

i

Bild 5.27: Impedanzkopplung an der inneren und a¨ ußeren Masseanschlussinduktivit¨at f¨uhrt zu Ground Bounce“ ” (Ugbi und Ugba )

q

Quelle

Ugbi

?

Last

Ugba

?

Erh¨ohte Strahlungskopplung An ein IC angeschlossene Leitungen beziehen sich je nach Status des IC-Ausganges auf das Masse- oder VCC -Potential im IC-Inneren. Diese Leitungen bilden zusammen mit der Leiterplatte eine Antennenstruktur. Enthalten die GND- und VCC -Potentiale starke hochfrequente spektrale Anteile, wird die Antennenstruktur zur Strahlung angeregt – das tritt insbesondere bei hochintegrierten, getakteten ICs mit hohen Flankensteilheiten auf. Dieses komplexe Problem wird ausf¨uhrlich im Abschn. 7.3.2 beschrieben. Der Mechanismus ist prinzipiell umkehrbar: Die Schaltung kann u¨ ber die Antennenstruktur durch Einstrahlung gest¨ort werden. Dieser negative Effekt bekommt mit zunehmender Integrationsgr¨oße bei gleichzeitig gr¨oßer werdender Schaltgeschwindigkeit der ICs eine wachsende Bedeutung.

5.8

¨ das Layout des Versorgungsspannungssystems Beispiele fur

Layout von Digitalschaltungen auf zweilagigen Leiterplatten: Das Bild 5.28 zeigt eine ung¨unstige und Bild 5.29 eine g¨unstige Layoutrealisierung f¨ur das Masse- und Versorgungssystem auf Zweilagen-Leiterplatten mit digitalen ICs. Bei der im Bild 5.28 dargestellten Version sind Versorgungs- und Masseleitungen relativ weit voneinander entfernt: Die Abblockkondensatoren besitzen dadurch lange Anschlussleitungen; der Abblockkreis bildet eine relativ große Schleife – eine Schleife

5 Abblockung elektronischer Schaltungen

86

wurde beispielhaft eingezeichnet, eine zweite, d¨unner gezeichnete verl¨auft parallel u¨ ber den Abblockkondensator auf der anderen Seite des ICs. Die großen Schleifen f¨uhren zu hohen Gegeninduktivit¨aten zu anderen Kreisen, hohen Induktivit¨aten im Abblockkreis und damit zu einer hohen St¨orspannung im Versorgungssystem. Dies f¨uhrt nicht nur zu einer hohen St¨orspannung an den Versorgungsanschl¨ussen der anderen ICs sondern auch zu erh¨ohter Abstrahlung; denn die Versorgungs- und Masse-Leitungen wirken als Antenne, die von der St¨orspannung angeregt wird. Besonders deutlich wird dies an der sehr großen, gestrichelt gezeichneten Masche zum Netzteil. Je weiter die Leitungen auseinander liegen, desto besser strahlt die Antenne ab und kann auch besser St¨orungen empfangen. Die Version im Bild 5.29 dagegen hat nah beieinander liegende Leitungen, so dass die Abblockkondensatoren automatisch kurze Anschl¨usse bekommen und sich die Strahlungskopplung der Antenne zur Umgebung verringert, was die EMV-Situation verbessert. Man beachte auch, dass die Versorgungsleitungen einen Vierpolkondensator bilden und damit selbst, obwohl ihre Kapazit¨at relativ klein ist, schon die Abblockung bei den hohen Frequenzen unterst¨utzen. Dieser Effekt wird gut genutzt, wenn die Leitungen unterhalb der ICs als koplanare Leitungspaare m¨oglichst breit und mit geringem Abstand zueinander verlaufen und am Leiterplattenrand als Parallelplattenleitung. Dazu muss eine der beiden Leitungen die Lage wechseln. Das kann nur die VCC -Leitung sein; denn die Impedanz der GND-Leitung muss so klein wie m¨oglich gehalten werden. Die Durchkontaktierung f¨ur den Lagen¨ubergang ist ein optimaler Platz f¨ur einen Abblockkondensator. Nach Verlegung aller Leitungen sollte der noch freie Platz zur Vermaschung des Masse- und Versorgungssystems genutzt werden. Zus¨atzlich kann eine Parallelplattenleitung wie am linken Leiterplattenrand im Bild 5.29 auch am rechten verlegt werden.

.... .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ..... .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .... GND ... .... ... .. ... .. tq qt
tq qt
... ... t t ... .. . .. t t .... ... ... tq qt
tq qt
.. ... t t .j .. .. .. t t .... .. Netzteil .............t..........tq.........qt
.................... ... ....t tq qt
..... .. . .. ... ...... ... ... .. ...... .... .. t .. .. t.. .. .. ... tq qt
tq qt
.. . ... t ... t .... .. t ... .. .. .. .. ........... ..... ........ .. .. ........ ...t........ ....

.................. ...........................

VCC

Bild 5.28: Ung¨unstige Anordnung der Versorgungsleitungen und Abblockkondensatoren bei Zweilagen-Leiterplatten mit digitalen ICs

5.8 Beispiele f¨ur das Layout des Versorgungsspannungssystems

87

Parallelplattenleitung am Leiterplattenrand, Oberseite: GND, Unterseite: VCC

 



Durchkontaktierung

koplanare Versorgungsleitungen

 q  q



q q


q q


   q q


VCC GND

q q



q q


q q


q q


VCC GND

Bild 5.29: G¨unstige Anordnung der Versorgungsleitungen und Abblockkondensatoren bei Zweilagen-Leiterplatten mit digitalen ICs und Abblockkondensatoren zwischen den ICs.

Die durch solche Maßnahmen entstehenden Masseschleifen sind bei Digitalschaltungen wegen des St¨orabstandes digitaler ICs nicht sch¨adlich. Im Gegenteil: Die L¨angsimpedanz der Signalmasse wird durch m¨oglichst viele parallel geschaltete Pfade stark verringert und damit die Spannungsabf¨alle durch Signalstr¨ome und ggf. noch von außen eingepr¨agte Str¨ome. Die EMV kann insgesamt wesentlich verbessert werden. Layout von Schaltungen mit diskreten Transistoren: An dem folgenden Beispiel einer Analogschaltung unter Verwendung diskreter Transistoren (Bild 5.30, oben) kann besonders gut die ung¨unstige Wirkung der Vorgehensweise, die graphische Struktur des Stromlaufplanes f¨ur das Layout zu u¨ bernehmen, demonstriert werden. Das Layout weist dann einen großen Abstand zwischen Versorgungs- und Masseleitungen (Bild 5.30, Mitte) auf. Bild 5.30 (unten) dagegen zeigt eine g¨unstige, ebenfalls einlagige Layoutrealisierung mit geringem Abstand zwischen diesen Leitungen. Die Widerst¨ande sind am oberen Ende entweder mit Masse oder mit +UB verbunden. Dieses System l¨asst sich auch bei zwei Versorgungsspannungen f¨ur einlagige Leiterplatten anwenden, indem die Leitung f¨ur die andere Versorgungsspannung zwischen die schon bestehende und Masse verlegt wird. Mit den in den Bildern 5.29 und 5.30 (unten) dargestellten Anordnungen des Versorgungssystems ergeben sich mehrere Vorteile: • Durch die nah beieinander liegenden Versorgungs- und Masseleitungen ist sichergestellt, dass die Abblockkondensatoren automatisch nach den in Abschn. 5.6 hergeleiteten Erkenntnissen richtig angeschlossen werden. Dies kann auch nachtr¨aglich (z. B. bei einem Prototypen) geschehen, denn die Leitungen liegen r¨aumlich g¨unstig zu den Anschlusspunkten der Kondensatoren.

5 Abblockung elektronischer Schaltungen

88 s R2

⇒


s

C1 R1

s

s

R4

s

C4

s

s

C5

s R9

s

s T1 T2 s ~ s = R3

s

R5

s =

s R12 R15

T5

s

s T 3 T 4 s- R10 s T 6 ~ s = ~ R6

b b

R7

R8 C2

R11


 s
R14

R16 R13

s

b

+UB

C3

 ⇒

b

+UB aaaaaaqtaaaaaaaaaaaaaqtaaaaaaaaaaaaqcu aaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaqtaaaaaaaaaaaaaqtaaaaaaaaaaaaaqtaaaaaaaaaaaaqta qtaaaaaaaaaaaaaqtaaaaaaaaaC4 aaa C5 n aa R R aaa qtaa
aaaaaaaaaaaqt aaaa R R C R qcu a qtaaa aaaaaaa9 aaaaaaaaaaa12 3 15 2 4 aaaaaa aaaa aaa aaaaaaaaaaC2 aaaaaaaaqta qtaa aaa qtaa  qtaaa
aaaaaaaaaaaqt qtaa aaaqtaaaaaaqcau aaaa aaa aa aqcu a aaa qtaaa qtaaa aa qtaa qtaaaaa aqtaaaaaaaa BB aaaa aaa aaaaaaaaaqta aaaaqta T4 aaaaT3 aaaa
R aaa aaa aaa B Raaa aaaaqcau u a q c t q q t n qtaaaaaaaaaaaaaaaaaqt qtaaT2 a a a a a a a a a a a a a a ⇒ qcuaaaaaaqtaaaaC1 a a aaa qtaaa 14 aaaaaaaaaqt aaa aa aaaa qtaaaaa aaaaaaaaaqt aaaqt10Bqtaa  aa T1aaaa qtaaaaa aaaaa B aaaa qtaaaaaaqcau ⇒ qta qta qtaa qtaa aaaa qtaa qtaa qtaaa qtaaaaa qtaa T6 Bqta a a aaaaaaaa

a aaaaaaqtaa qtaa  R R R R R aaaaa R R R R T7aaaaaaaaaaaqta 16 a aaaaaaaaaaaaaaqta qtaaaaa 1 3 5 6 aa 7 8 11 13 aaaaaaqataaaaaaaaaaaaqtaaaaaaaaaaaaaqtaaaaaaaaaaaaaaaaaaaqtaaaaaaaaaaaaaaqtaaaaaaaaaaaaaqtaaaaaaaaaaaaaaaaaaaqtaaaaaaaaaaaaaqt qcu aaaaaaaaaaaaaaatqaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaatqaaaaaaaaaaaaaaaa +UB aaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaa qcaaaaaatqaaaaaaatq tqaaa tqaaaaaaaaaaaaatqaaaaaaaaaaaaatq tqaaa tqaaaaa tqaaa tqaaa tqaaaaaaaaaaaaatqaaaa tqaaa tqaaa tqaaa tqaaa aaaatqaaaaaau a aa a aa aa n aaa a aa tqa aaaa u qc aaa aaa aaa Ra Ra R R Raaa Raaa Raaa Raaa C5 q q
R Raa C R R Raaa aaaaa tqaaaT6 a 1 2 3 4aaaaaaaaaaaa5aaaaaaaaaaaaa6aaaaaaaaaaaa7 aaaaaaaaaaaaa8 aaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaC4 aaaaaaaaaaaa9 aaaaaaaaaaa11 aaaaaaaaaaaaaaa3aaaaa
aaaaa15 aaaaaaaaaaaaa12 aaaaaaaaaaaaa13aaaaaa aaaaa tqaa tqaa tqaaaaaaaaaaaaaaatq tqaa tqaaa tqaa tqaa tqaa tqa tqaa aa tqaaa tqaa tqaaaaaaaaaaaaaatq tqaaa aa tqaa aa aaaa tqaa  aaa taa taa aaa aa aaa tqaa  aaa aaa aaa aaa R aaatqaa  aaa aaaaa tqaa  aaa PaaaP  a a tqaa aaa16 a a P q tqaa aaaaa tqaaaaaa tqaaaaa T3 a a a a a a a a a a a a a a a a a t t n qaaaaaaa aaaaaaaaaaaaaatq aaaaaa tqaaaaaataqaaaaaat a a a ⇒ uqcaaaaaaqaaC1 a a  aaaa tqaaaaa R10 aa aaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaT1 P aaa  aaaT2 aaa tqaT4 Paaaata R14 aaaaa aatqa aaaaa aaaaaatqa P qc ⇒ t aaa aaaaaaaa tqaaaaaaau aqc u aqca au qc aT5 aaaaaaaaaaa tqaa
aaaaau C2 Bild 5.30: Analogschaltung (oben) und einlagige ung¨unstige (Mitte) und g¨unstige Layoutrealisierung (unten)

• Die von Hin- und R¨uckleiter gebildete Schleife weist eine kleine Fl¨ache auf; dies kann durch Einzeichnen der Str¨ome in das Layout u¨ berpr¨uft werden. Mit geringerer Schleifenfl¨ache werden die Induktivit¨at dieser Schleife und die Gegeninduktivit¨at zu anderen Leitungen geringer. Damit ergibt sich eine verringerte induktive Kopplung. • Mit geringerer Spannung zwischen den Versorgungs- und Masseleitungen und dem geringeren Abstand dieser Leitungen reduziert sich die abgestrahlte Leistung. • Durch den niedrigeren Induktivit¨ats- und den h¨oheren Kapazit¨atsbelag (Leitungsmodell mit Querkomponenten) wird der Wellenwiderstand und damit die Abblockimpedanz verringert.

5.8 Beispiele f¨ur das Layout des Versorgungsspannungssystems

89

Verbindung analoger und digitaler Baugruppen: Bild 5.31 zeigt eine Kombination digitaler und analoger Baugruppen – hier eine Phasenmesseinrichtung. Der Strom der Pr¨azisionsstromquelle fließt in Abh¨angigkeit von der Ausgangsspannung des Flip-Flops u¨ ber den Diodenschalter (Prinzipschaltbild) entweder aus dem Flip-Flop (i ) oder aus dem Mittelwertbildner (i ). Im Umschaltaugenblick entsteht durch den Stromsprung an den Leitungsinduktivit¨aten der +5 V- und ±15 V-Leitungen ein Spannungsimpuls. Die Stromanalyse zeigt, dass der Stromkreis f¨ur i durch die u¨ blichen Abblockkondensatoren C2 und C3 , der f¨ur i aber nur durch den Abblockkondensator C4 zwischen +5 V und -15 V geschlossen wird. W¨urde man die Analogmasse u¨ ber eine sehr kurze Leitung mit der Digitalmasse verbinden, k¨onnten auch C5 und C2 die Funktion von C4 u¨ bernehmen. Das engt aber die M¨oglichkeiten der Masseverbindung ein, wenn z. B. auch noch an anderen Stellen einer Schaltung Masseverbindungen gefordert werden. Man verfolge die geschlossenen Uml¨aufe von i und i im Layout (Bild 5.31 unten) und beachte die kurze Leitungsl¨ange zwischen +5 V und -15 V sowie zwischen den -15 V-Anschl¨ussen von Stromquelle und Operationsverst¨arker. Da hier ein Strom in seinem Verlauf umgeschaltet wird, sollte auch die Masche mit den steilflankigen Str¨omen, die kritische Masche, mit der in Abschn. 4.4 beschriebenen Stromumschaltanalyse ermittelt werden: Sie besteht aus denjenigen Zweigen, an die bei C5 Em 1 b 10

b+5 V r..... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ....

. .. .. .. .. . .. . .. . .... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ........ ... ... ... ... ... ... ... . . ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... .. .. ... .. .. .. . .. .. ..  ... .. . .. ... .. .. .. ... .. ... .. .. .. .. . .. ... ... .. . ... .. . . . ................... ................... ... ... .. .. . .. .. .................... . .. .. .. .. .......... ..................... .. . . .. .. ... .................. .......... .. . . ... ...................................

b b 13 Em 2

14

Q

9

E2 :

D2

r..........................................................................................................r...........................C1 r .......................

i

7

C4

.. .. .. ... .. .. .. ... .. ..  .. .. .. .. ... .. .. .. ............ .. . .. . .. .. . . .. .. 2 . + .. . ... . – .. . .. . ................................... .. . .. ... − . + ... .. .. .. .. .. .............. .. .. .. .. .. . .. . . .. .. .. .. .. ......................................................................................................................

i

T1p

R3

Analogmasse

R1

D1

IC2

Eingangsspannung in Rechteckform E1 :

Mittelwertbildner Schalter

r r

* R  5 

  7   H HIC1

H H H H6

r b+15 V C3 r

2 H8 H H H H H  1 3 IC1     4

r

¨ Prazisionsstromquelle

C2

r

r

r

b Analogausgang

b

b–15 V

Digitalmasse

IC 1

qv aaa  SR aaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaa qv aaaa aaaaa qv aaaaa aaaaa  a R3 qv aaaaa qv aaaa aaaaaaaaaaaaaaaaaaaqv aaaa qv aaa aaaa  a a  D2 qv aaa aaaaaaaaaaaaaaaaaaaa aaaa qv aaa R2 aaaa C2 C4 qv qv qv aaaaaaaaaa a aaaaD aaaa aaaa aaaa aaaa aaaaaqv aaaaa aaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaaC5 aaaaaqv aaaaaaaaaaa +5V 1 aaa aaaa aaaa aaaaaaaaaaaaa a  IC 2 a
aa 
qv aaqv aaaaa aaaaa aaa aaaaaaaaaaaaqv a a a a aaaaa a a aa aaaaaaaqv aaaaaaaqv aa
aaaaaaaaa aaaaa aaa aaa aa aaaaaaqv aaa aaa aaa aaaaaaaa R aaqv aa
a
aaa aaa qv C3aaa aaa qv aaa aaa aa aa C1aaa1 aaaaaa aaaaaa aaaaa aaaaaa aaqv a aa aaadq{ aa aa dq{ a +15V –15V

Uϕ

Bild 5.31: Schaltung einer Phasenmesseinrichtung (oben), Layout (links, die Leitungen der kritischen Masche sind dunkler gezeichnet)

90

5 Abblockung elektronischer Schaltungen

der Stromanalyse nur jeweils ein Strom eingezeichnet ist. Sie umfasst die Kondensatoren C1 ...C4 , die Dioden D1 und D2 sowie die beiden ICs. Trotz der niedrigen Str¨ome sollte wegen der steilen Flanken in dieser Masche die Kopplung dieser Masche zur Umgebung gering gehalten werden. Die Maschenfl¨ache sollte klein sein, insbesondere sollte ihr Strom nicht u¨ ber die Masse oder das Versorgungssystem gef¨uhrt werden, weil dadurch St¨orungen exportiert werden k¨onnen. Erst die Stromumschaltanalyse deckt diesen St¨orungszusammenhang auf und f¨uhrt zu einem anderen Layout als u¨ blich. ¨ Die Uberlegungen zum Layout m¨ogen auf den ersten Blick als u¨ bertrieben empfunden werden, f¨uhren aber neben einer exzellenten EMV zu einer anderen Denkweise und Handschrift“ bei der Layouterstellung. Wenn die Zusammenh¨ange einem bewusst sind, ” wird man das Layout so anlegen k¨onnen, dass dadurch die Eigenschaften der Abblockkondensatoren so wenig wie m¨oglich verschlechtert werden. So k¨onnen auch in kritischeren F¨allen zielgerichtet bessere L¨osungen gefunden werden, auf die man selten durch Probieren stoßen wird.

5.9 Abblockung auf Zweilagenleiterplatten – Zusammenfassung Regel: Die Impedanz und insbesondere die Induktivit¨at des Abblockzweiges (nicht unbedingt die der Abblockmasche!) muss minimal gemacht werden. Dazu bestehen folgende M¨oglichkeiten: • Auswahl von Kondensatoren mit m¨oglichst niedriger Ersatzserieninduktivit¨at; entscheidendes Merkmal daf¨ur ist die Bauform, nicht etwa die Kapazit¨at oder die Serienresonanzfrequenz. Die erforderliche Kapazit¨at f¨ur die Abblockung der tiefen Frequenzen ist dabei zu ber¨ucksichtigen. Bei gleicher Ersatzserieninduktivit¨at sind Kondensatoren mit hoher Kapazit¨at f¨ur eine Breitbandabblockung also g¨unstiger. • Induktivit¨atsarme Anschlusstechnik: Die Anschl¨usse der Abblockkondensatoren m¨ussen Knotenpunkte f¨ur die zur St¨orquelle und den -senken f¨uhrenden Leitungen sein. • Eine Parallelschaltung gleicher Kondensatoren vergr¨oßert die Kapazit¨at und verringert die Induktivit¨at, verbessert also die Impedanz bei allen Frequenzen. Da man bei einer Breitbandabblockung sowohl eine resultierende niedrige Induktivit¨at als auch eine hohe Kapazit¨at der Abblockung ben¨otigt, gibt es keinen vern¨unftigen Grund, Kondensatoren unterschiedlicher Kapazit¨at parallelzuschalten. • Bei der Parallelschaltung von Abblockkondensatoren mit unterschiedlichen Serienresonanzen muss die G¨ute der Parallelresonanz gering genug gemacht werden. Dies wird erreicht – durch Kondensatoren mit hohem Ersatzserienwiderstand (ESR) oder tan δ, – durch Reihenschaltung mit einem Widerstand.

5.10 Abblockung auf Multilayern

91

5.10 Abblockung auf Multilayern Leiterplatten in Multilayertechnik werden vor allem f¨ur komplexe Digitalschaltungen verwendet, da mit einer Ein- oder Zweilagentechnik die Vielzahl von Verbindungen dieser Schaltungen nicht mehr zu verdrahten ist. Eine hohe Signalanstiegsgeschwindigkeit der Schaltkreise erfordert außerdem eine niederimpedante Signalmasse, damit die durch die Signalstr¨ome erzeugten Spannungsabf¨alle an den L¨angsimpedanzen der Masse nicht die Signalintegrit¨at st¨oren. Deshalb werden Masse-Leitungen, h¨aufig auch Versorgungsleitungen als durchgehende Fl¨achen ausgef¨uhrt, was die L¨angsimpedanzen der Signalmasse sehr viel kleiner macht. Außerdem sind die Bauteile – ICs wie Abblockkondensatoren – optimal mit k¨urzesten Anschlussl¨angen an die Versorgungs- und Masselagen anschließbar. Die Gefahr der Impedanzkopplung wird so wesentlich kleiner. Leiterplatten in Multilayertechnik stellen aber auch f¨ur die Abblockung einen Sonderfall dar. Da die Kapazit¨at eines aus durchgehenden Versorgungs- und Masselagen gebildeten Kondensators schon recht groß ist, erhebt sich die Frage, in welchem Maß seine Kapazit¨at Anteil an der Abblockung u¨ bernimmt und welchen Einfluss dabei die Lagenanordnung und der Abstand der Versorgungs- und Masselagen voneinander haben. Seine Kapazit¨at bildet mit der resultierenden Induktivit¨at der parallelgeschalteten Abblockkondensatoren eine Parallelresonanz hoher G¨ute, was wir f¨ur die Abblockung als problematisch erkannt hatten (Abschn. 5.5); wie ist sie zu beherrschen? Wir m¨ussen die Abblockung auch im Zusammenhang mit einer Reihe von Problemen sehen, die zun¨achst nichts mit ihr zu tun zu haben scheinen, Entwickler und Layouter aber zu Kompromissen mit m¨oglicherweise ung¨unstigen Folgen f¨ur die Abblockfunktion zwingen: • Die Versorgungs- und Masselagen k¨onnen sehr vorteilhaft der Abschirmung zwischen ihnen liegender Signallagen dienen. • Beide Lagen werden genutzt, um Signalleitungen einen definierten Leitungswellenwiderstand zu geben, wenn sie nicht mehr elektrisch kurz sind und daher mit dem Leitungswellenwiderstand abgeschlossen werden m¨ussen. • Eine f¨ur hohe Frequenzen vorgesehene Einzelabblockung erfordert, so hatten wir bei Zweilagen-Leiterplatten gesehen, eine Platzierung der Abblockkondensatoren in unmittelbare N¨ahe der abzublockenden ICs. Bei solch komplexen Schaltungen wird der Platz in IC-N¨ahe f¨ur Signalleitungen ben¨otigt. Abblockkondensatoren sind dort h¨aufig nicht mehr platzierbar. Was f¨uhrt hier zu einer L¨osung? Das Verhalten von Leiterplatten in Multilayertechnik mit durchgehenden Versorgungsund Masselagen gerade bei hohen Frequenzen (z. B. im Modenbereich) stellt sich dem Anwender sehr komplex dar. Eine genauere Modellierung und rechnerische Behandlung der Leiterplatte f¨ur den Bereich hoher Frequenzen ist u. a. in [13] und [15] zu finden. Sie ist wichtig f¨ur wissenschaftliche Untersuchungen der Problematik. Man kann damit jedoch nicht eine komplett best¨uckte Leiterplatte modellieren und ihren Impedanzverlauf berechnen; zu groß ist im praktischen Entwurfsprozess die Anzahl der zu

5 Abblockung elektronischer Schaltungen

92

ber¨ucksichtigenden Parameter – Anzahl, Lage, elektrisches Verhalten der Bauelemente und Anschl¨usse. Wir m¨ussen also prinzipiell anders vorgehen. F¨ur dennoch sinnvolle Berechnungen wird hier ein vereinfachtes Modell der Leiterplatte angegeben. Die verschiedenen wirksamen Effekte werden im Folgenden einzeln herausgearbeitet und soweit diskutiert, wie sie im praktischen Prozess der Schaltungsentwicklung zur Beherrschung der EMV wichtig sind. Erst danach kann u¨ berlegt werden, wie diese Zusammenh¨ange f¨ur eine Schaltung genutzt werden k¨onnen. Der Wunsch nach einer einzigen Standardl¨osung f¨ur die Abblockung ist verst¨andlich, behindert aber das Finden optimaler L¨osungen. Denn die Abblockbedingungen der verschiedenen ICs k¨onnen sich sehr unterscheiden. Nach ihnen richtet sich die Wahl der Abblockimpedanz und der Abblockmaßnahmen. Ein L¨osungsvorschlag ist immer im Zusammenhang mit den Randbedingungen zu sehen. Je nach den vorliegenden Verh¨altnissen – nicht zuletzt auch der Machbarkeit und den Kosten – wird es unterschiedliche Optima geben.

5.10.1

Die Impedanz des Abblocksystems

Als entscheidende Gr¨oße f¨ur die Wirksamkeit der Abblockung soll die Abblockimpedanz ZA des Versorgungssystems einschließlich der Kondensatoren dienen. Sie muss im betroffenen Frequenzbereich hinreichend klein sein. Der Untersuchung der Impedanz des Versorgungssystems dienen Berechnungen und Messungen an Testleiterplatten13 unter verschiedenen Randbedingungen. Die Testleiterplatten, alle mit den Abmessungen 223 mm × 160 mm, wurden in 10-Lagen-Multilayertechnik mit verschiedenen Lagenanordnungen (Versionen A, B und C im Bild 5.32, Leiterplattenst¨arke: 1.5 mm) oder in Zweilagentechnik mit einer Leiterplattenst¨arke von 0,5 mm aufgebaut. Da die Kapazit¨at der unbest¨uckten Leiterplatte umgekehrt proportional dem Abstand der Lagen ist, muss die Impedanz bei der Version C, der Version mit dem gr¨oßten Abstand der Versorgungs- und Masselagen, am gr¨oßten sein. Das geht erwartungsgem¨aß auch aus Bild 5.33 hervor, das die Abh¨angigkeit der gemessenen Impedanzverl¨aufe der unbest¨uckten Testleiterplatten vom Lagenaufbau zeigt. Bei der Version B sind diese beiden Lagen benachbart, die Impedanz reduziert sich im gesamten Frequenzbereich entsprechend dem Abstand (hier etwa um den Faktor 7). Version A hat zwei parallelgeschaltete Lagenpaare, wodurch sich die Impedanz gegen¨uber der Version B noch einmal halbiert. Fazit: Die Impedanz des aus den durchgehenden Masse- und Versorgungslagen gebildeten Kondensators kann durch den Lagenaufbau im gesamten Frequenzbereich erheblich beeinflusst werden. Die Leiterplatten verhalten sich bis zu einer Frequenz von etwas u¨ ber 100 MHz – dieser Wert ist, wie noch gezeigt wird, umgekehrt proportional zur gr¨oßten Seitenl¨ange

13

Die Messtechnik dazu ist im Abschn. 5.11 beschrieben

5.10 Abblockung auf Multilayern

93 Version B

Version A Signal

Signal

Masse Versorgung Signal Signal Signal Signal Versorgung

Masse Versorgung Signal Signal Signal Signal (Versorgung) (Masse) Signal

Masse Signal

Version C Signal Versorgung Signal Signal Signal Signal Signal Signal Masse Signal

Bild 5.32: Lagenaufbau der Testleiterplatten; das f¨ur die Abblockung wirksame Dielektrikum ist grau dargestellt. Bei der Version B sind die unteren, in Klammern gesetzten VCC - und GND-Lagen nicht angeschlossen

↑ 100 ZA Ω 10 ..................................................... ....... C ......................................................

.. ...... ...... ... .... ... .. ... ... ... ... .... .......... ..... ..... ..... .... ..... . . . .. ... ...... ... ... ... ... ........ ..... ... ... ... ... .. .... .... ..... .... . ... ..... . ... ... .. .. . .. ... ... ... ...... ....... .. .. ... ... ... ...... .............. ..... ... ..... .... ......... ... ... ... . . . ........... . . . . . . ... ............ ... ... ....... .... ... ... ... ..... ............. ... .. ... .... ..... ..... .... ... ... .. .. ........ ....... ...... ... ... .. .. ... . .............. . . . . . . . . . . . . . . ..... ............... ... . .. .. . . .. ............. .... ...... ... ...... .. ... .............. ..... . ..... ... ................ ... .... ... . ................. ... .... .. ... . . ................ . . ...... . . ... .. . .. . . . .......... . . . . . .. .. ... ........ . . . . . . . . . ........ . ... ... ..... .......... . ...... .......... .... ......... .. ...... .... ... ... . .. . .. .... . . ... ... ...... ........

... ........... .... . ...... . ... ........... ................B . . . . .................... . .... ... .. . 1 . . . . . . . . . . . ................ A . .. .. ............... ... .... ... . ........ . ... ........ .... .1 ..........

.01 10

100

1000 f /MHz −→

Bild 5.33: Vergleich der Impedanzen der Testleiterplatten ohne Best¨uckung, Versionen A, B und C

der Leiterplatte – wie ein idealer Kondensator. Diese Tatsache kann f¨ur eine sehr einfache Modellierung der Leiterplatte als idealer Kondensator verwendet werden (s. Abschn. 5.10.4). Sie ist zwar nur bis zu der von den Leiterplattenabmessungen abh¨angigen Frequenzgrenze brauchbar. Aber bis zu dieser Grenze k¨onnen die Impedanzverl¨aufe in einfacher Weise aus der Kapazit¨at der Lagen der Leiterplatten berechnet werden. Die Kapazit¨aten betragen f¨ur die verschiedenen Versionen CA =22,0 nF, CB =11 nF und CC =1,6 nF. Der Frequenzbereich oberhalb dieser Frequenzgrenze ist durch Ausbildung stehender Wellen (Moden) bestimmt und wird im Abschn. 5.10.2 diskutiert.

5 Abblockung elektronischer Schaltungen

94

Die Abh¨angigkeit der Impedanz des Abblocksystems von der Best¨uckung soll nun beispielhaft an einer Leiterplatte der Version B gezeigt werden. Im Bild 5.34 sind die gemessenen Impedanzen einer unbest¨uckten Leiterplatte (a), einer mit einem 1 Ω-SMDWiderstand (b), einem 100 nF-SMD-Kondensator (c) und mit einem Kurzschluss (d) best¨uckten Leiterplatte dargestellt; die Bauelemente wurden jeweils an dieselbe Stelle auf die f¨ur einen Abblockkondensator vorgesehenen Pads gel¨otet. Die Messergebnisse zeigen einige bemerkenswerte Zusammenh¨ange: • Die Serienresonanz im Verlauf c bei etwa 10 MHz stammt von der Serienresonanz des Abblockkondensators. Unterhalb dieser Frequenz ist die Impedanz des Systems kapazitiv (fallender Verlauf) dar¨uber zun¨achst induktiv (ansteigender Verlauf). • Die Induktivit¨at des Kondensators (ESL) – bei mehreren parallelgeschalteten Kondensatoren die resultierende Induktivit¨at der Parallelschaltung – bildet mit der Kapazit¨at der Leiterplatte eine Parallelresonanz (hier bei etwa 50 MHz; Verlauf c). • Der an Stelle des Kondensators eingel¨otete Draht (Kurzschluss, Verlauf d) besitzt aufgrund der gleichen Ausdehnung die gleiche partielle Induktivit¨at wie der Kondensator, zu erkennnen an der gleichen Resonanzfrequenz. Die G¨ute ist h¨oher. • Der 1 Ω-Widerstand (Verlauf b), der aufgrund seiner Abmessungen ebenfalls die gleiche partielle Induktivit¨at besitzen muss, d¨ampft die Parallelresonanz so stark, dass sie u¨ berhaupt nicht ausgepr¨agt erscheint. Dies f¨uhrt zu der Vermutung, dass eine Abblockung in Kombination mit Verlustwiderst¨anden diese Parallelresonanz d¨ampfen kann. • Oberhalb der ersten Serienresonanz der Leiterplatte (bei den Abmessungen der verwendeten Leiterplatten um etwa 150 MHz) fallen alle Impedanzverl¨aufe unabh¨angig von der Best¨uckung zusammen. Sie sind vollkommen deckungsgleich. ↑

100

ZA Ω

10

............. ... . . . . . . . . . ....... ....................... ........... . . ............................................................................ . . . . . . . .. . .................................... .............. 1 .... ...... ....... . . . . . . .............. . . . . . . . . . . . . .............. .............. ......................... ......... ................ ........... .......... .. . .1 ..... ...... ....

.01

............. ........... .... ........... ...... ........a ........ .. .. ..... ........... ........ .... ..... ........ . ... .... ........... . . ... . ... .. .. .. .......... ........ .. ... ... ... ..... ..... ..... ........ ... ...... ... ... ......... ..... ... ... . b .... ......... .......... .... .... . . ..... . .......... . .... .... ............ ... .... ... ... .. ........ . .......... . . . . . . . . . . . . . ......... .... ..... ... . . . . . . . . . . . c ....... ... . . ..... ... .... ... ... ....... ...... .... .... .... .... ........ ...... .... .... .... ....... ...... .. ........ ......... . . . . . . . . . . . ... .. ..... ..... . . . . . . . . . . . . . ..... d............. ............ ............. .....................

1

10

100

1000 f /MHz −→

Bild 5.34: Vergleich der Impedanzen der Leiterplatte (Version B) ohne Best¨uckung (a) und best¨uckt mit einem 1 Ω-Widerstand (b), einem 100 nF-Kondensator (c) und einem Kurzschluss (d)

5.10 Abblockung auf Multilayern

95

Dies l¨asst nur einen Schluss zu: Die Best¨uckung ist in diesem Frequenzbereich unwirksam; ihre Impedanz ist wegen des induktiven Anteils gegen¨uber der der Leiterplatte zu hoch geworden. Der Impedanzverlauf wird ausschließlich durch die Leiterplatte selbst bestimmt. Wie die Untersuchungen zeigen, gibt es drei Frequenzbereiche, in denen die Impedanz von unterschiedlichen Effekten abh¨angt. 1. Im untersten Frequenzbereich ist die Impedanz des Abblocksystems im Wesentlichen durch die Impedanz der parallelgeschalteten Abblockkondensatoren, unterhalb und oberhalb der Serienresonanz der Kondensatoren, bestimmt. Mit Kenntnis der Kenngr¨oßen (C, ESR und ESL, Kondensatorersatzschaltbild s. Abschn. 2.8.3, und der Leiterplattenkapazit¨at) kann die Impedanz – auch bei Parallelschaltung mehrerer unterschiedlicher Kondensatoren – in diesem Frequenzbereich berechnet werden (s. dazu Abschn. 5.10.4, S. 104). 2. Der zweite Bereich ist gekennzeichnet durch die Parallelresonanz der resultierenden Induktivit¨at der parallelgeschalteten Abblockkondensatoren mit der Kapazit¨at des aus den Versorgungs- und Masselagen der Leiterplatte gebildeten Kondensators (s. dazu auch Abschn. 5.5). Die Parallelresonanz markiert die Frequenz, bei der die resultierende Impedanz der Kondensatoren dem Betrage nach gr¨oßer als die der Leiterplatte wird. Die Frequenz der Parallelresonanz kann bei vorgegebener Kapazit¨at u¨ ber die resultierende Induktivit¨at beeinflusst werden: • Durch Auswahl von Abblockkondensatoren mit niedrigem ESL, • mit der Ausbildung einer niedrigen Anschlussinduktivit¨at f¨ur die Kondensatoren und • durch die Anzahl der parallelgeschalteten Kondensatoren. In die Bestimmung der Impedanz bei der Resonanzfrequenz gehen die G¨ute und damit die Verlustwiderst¨ande (ESR) ein. Eine niedrige G¨ute der Resonanz ist mit einem hohen Verlustwiderstand (ESR oder tan δ) der Kondensatoren oder durch mit ihnen in Reihe geschaltete Widerst¨ande zu erreichen. Kondensatoren mit einem niedrigen ESR sind also f¨ur diesen Zweck sehr ung¨unstig. 3. Oberhalb dieser Parallelresonanz beginnt ein Bereich, in dem ausschließlich das Verhalten der Leiterplatte die Abblockung bestimmt; der Einfluss der Abblockkondensatoren verliert sich v¨ollig14 . Eine an jedem Ort der Leiterplatte wirksame Impedanzerniedrigung durch den Blindwiderstand von Kondensatoren ist nicht m¨oglich. Beginnend mit einer Serienresonanz“ (in den Bildern 5.33 und 5.34 bei ” etwas mehr als 100 MHz) bestimmen von den Abmessungen des aus den durchgehenden Lagen gebildeten Kondesators abh¨angige Effekte durch stehende Wellen (Moden) das Verhalten der Leiterplatte (s. n¨achster Abschnitt). 14

Eine gewisse Einschr¨ankung dieser Behauptung wird im Abschn. 5.10.2 aufgezeigt

5 Abblockung elektronischer Schaltungen

96

5.10.2

Stehende Wellen auf den Versorgungslagen

Der Effekt der stehenden Wellen auf durchgehenden Versorgungs- und Masselagen von Leiterplatten bestimmt die Abblockung im h¨ochsten Frequenzbereich und kann dort zu erh¨ohten St¨orungen f¨uhren. Durch die aktiven Bauelemente werden elektromagnetische Wellen angeregt, die sich zwischen den beiden Lagen ausbreiten k¨onnen. Zur Vereinfachung wird angenommen, dass die Einspeisepunkte in die Versorgungs- und die Masselage (Anordnung s. Bild 5.35) die gleichen x- und y-Koordinaten besitzen, also einander gegen¨uber liegen. Eine Welle breitet sich auf der Leiterplatte aus, bis sie auf den hochohmigen Abschluss am Leiterplattenrand trifft. Entspechend dem Wellenwiderstandssprung wird nur ein sehr kleiner Teil der Welle dort abgestrahlt, der gr¨oßte Teil reflektiert. Bei hinreichend hohen Frequenzen bilden sich durch diese Reflexionen Resonanzen, sogenannte Moden, sowohl in L¨angsrichtung (x-Richtung, s. Bild 5.35) als auch in Querrichtung (y-Richtung) aus. In z-Richtung k¨onnen wegen des geringen Lagenabstandes bei den hier zu betrachtenden Frequenzen keine Resonanzen entstehen. Die tiefste m¨ogliche Resonanzfrequenz fr wird angeregt, wenn die gr¨oßte Seitenl¨ange der Leiterplatte gleich der halben Wellenl¨ange λr der auf der Leiterplatte entstehenden Schwin√ √ gung ist. λr berechnet sich aus der Ausbreitungsgeschwindigkeit c = 1/ με = c0 / εr (mit der Ausbreitungsgeschwindigkeit c0 im leeren Raum und der relativen Permittivit¨at εr ): c c0 1 = ·√ λr = fr fr εr

h

z

y

6  -x

Iq

. ....

. ...

. ....

. ....

q q

.. ........ ....... ....... ....... ....... ....... ....... ....... ....... ....... ....... ..... ....

I(x)

b



a

Hy 6

................................. ............. .......... .......... ......... ......... ........ . . . . . . ....... .. . .......

-





..................... Ez .6 .........

-

a x

........ ........ ........ ........ ........ ........ ......... ........... ..................

-

a x

Bild 5.35: Rechteckige Leiterplatte (oben) mit Anregung des 10-Modes und den Feldverl¨aufen in x-Richtung (unten)

Bild 5.35 zeigt eine Leiterplatte mit der Einspeisung eines Signals sowie den Verlauf des magnetischen Feldes Hy (x), der dem Stromverlauf I(x) auf den Lagen entspricht, und den Verlauf des elektrischen Feldes Ez (x), der dem Spannungsverlauf U (x) zwischen den Lagen entspricht, f¨ur die tiefste in x-Richtung entstehende Resonanz. Die Verl¨aufe

5.10 Abblockung auf Multilayern

97

sind leicht einzusehen, denn der Rand stellt einen Leerlauf dar. Dort muss der Strom null, die Spannung aber kann maximal sein. Es bilden sich gegeneinander phasenverschobene Spannungs- und Stromwellen und die entsprechenden Verl¨aufe der dazu geh¨orenden elektrischen bzw. magnetischen Felder aus. Unter den hier getroffenen Voraussetzungen ist das elektrische Feld in x- und y-Richtung null, ebenso das magnetische Feld in xund z-Richtung. In x-Richtung entstehen immer dann Moden, wenn die Leiterplattenl¨ange a ein ganzzahliges Vielfaches von λ/2 ist, oder, anders ausgedr¨uckt, wenn m · λ/2 = a und m ganzzahlig und von null verschieden (m = 1,2,3,...) ist, und entsprechend in y-Richtung, wenn n · λ/2 = b (n = 1,2,3,...) ist. Es k¨onnen auch in beiden Richtungen gleichzeitig stehende Wellen entstehen (m,n = 0). m und n sind die Ordnungszahlen der Moden. Sind m oder n null, stellt dies jeweils den Gleichstromfall dar, d. h. die Amplituden von Strom und Spannung a¨ ndern sich in x- bzw. y-Richtung nicht. Die Frequenzen fmn , bei denen Resonanzen auftreten, lassen sich mit der Vorgabe von m und n aus Gl. 5.3 n¨aherungsweise15 berechnen: fmn

c0 ≈ √ · 2 εr



m a

2

 2

+

n b

(5.3)

Die Tabelle 5.1 enth¨alt als Beispiel die Frequenzen der Moden f¨ur eine Leiterplatte (223 mm × 160 mm) mit εr = 4,5 bis zu einer Frequenz von 1 GHz. Mode (mn) f /MHz 10

317

01

442

11

544

20

634

21

773

02

884

12

939

Tabelle 5.1: Frequenzen der m¨oglichen Moden bis 1 GHz f¨ur eine Leiterplatte (mit a = 223 mm, b = 160 mm, εr = 4,5), nach Frequenzen geordnet

Bild 5.36 zeigt die Verl¨aufe des E-Feldes und damit der Spannung einiger Moden. Die Knotenlinien (Nullstellen) aller Moden verlaufen – im zun¨achst betrachteten Idealfall – parallel zu den Seiten. Bild 5.37 zeigt die Lage der Knotenlinien der Spannung des 32-Modes und die Spannungsverl¨aufe an den R¨andern. Die Maxima des Betrages der Spannung liegen zwischen den Knotenlinien und in den Ecken. Wenn m und n beide ungleich null sind, sind die Abst¨ande zwischen den Knoten in x- und y-Richtung i. Allg. nicht gleich. Entlang eines Randes kann keine Knotenlinie der Spannung verlaufen. In den Ecken hat jeder angeregte Mode ein Maximum des Betrages der Spannung. Deshalb kann dort jeder Mode angeregt werden. 15

Geringf¨ugig geht auch der Abstand der Lagen in die Modenfrequenz ein, wie auch Bild 5.33 zeigt.

5 Abblockung elektronischer Schaltungen

98 Ez Emax

E

E

1

1

0.5

0.5

0

ï0.5

E_z/E_{max}

1

0.5

E_z/E_{max}

E_z/E_{max}

z z x x x x x x Emax Emax x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x .... .... .... x x x 0x 0x 0x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x xx x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x 1x 1x 1x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x 1x 1x 1x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x yx y yx x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x / / / x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x/a x/a x/a x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x bx b b x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x 0 0 0 0

ï0.5

ï1 1

ï1 1

0.8

ï1 1

0.8

1

0.6

1

0.6

0.8

0.6

0.4

y/b

0

10-Mode

1

0.6

0

0.8

0.4

0.2

0.2

0

y/b

x/l

01-Mode

Ez Emax

0.6

0.4

0.2

0

y/b

x/l

0.8

0.8

0.4

0.2

0.2

0

0.6

0.4

0.4

0.2

0

ï0.5

0

x/l

21-Mode

E

1

1

0.5

0.5

E_z/E_{max}

E_z/E_{max}

z x x x x Emax x x x x x x x x x x x x x x x x x x .... .... x x 0x 0x x x x x x x Bild 5.36: E-Felder x x x x x x x x x x x x x xx x einiger Moden x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x1 x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x 1x 1x x x x x x x x x x x x x x x x 1x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x yx yx x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x / / x x x x x x x x x x x x x x x x x/a x/a x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x bx b x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x x 0 0 0

ï0.5

0

ï0.5

ï1 1

ï1 1

0.8

1

0.6

0.8

0.6

0.4

0.4

0.2

y/b

0.8

1

0.6

0

0

0.8

0.6

0.4

0.4

0.2

0.2

y/b

x/l

12-Mode

0.2

0

0

x/l

32-Mode

............. ....... U .6 ........ ......... .................. ............................ ...........x a

... 6y ... b ... ... ... ... . .. .... .. ... ... . U

y b

1 3 4 2 4 1 4

0

0 16 26 36 64 56 1 ............. ... U .6 ........... ................... ........ ............x .............................

. .. . . .. ... ... ... ... ... ... ..  .. U 6....

a

Bild 5.37: Knotenlinien des 32-Modes und Spannungsverl¨aufe an den R¨andern

¨ Bild 5.38 zeigt das gemessene Ubertragungsverhalten einer Leiterplatte. Daf¨ur wurde das Sendersignal eines Netzwerkanalysators in eine Ecke eingespeist und das Signal f¨ur den Empf¨anger am Leiterplattenrand mit einer verschiebbaren Zange abgenommen. Die durch die ersten drei Moden verursachten Resonanz¨uberh¨ohungen sind im Bild wiederzufinden. Ihre Frequenzen sind aus Gr¨unden, die noch erl¨autert werden, gegen¨uber den in Tabelle 5.1 angegebenen etwas verschoben: f10 =303 MHz, f01 =444 MHz und f11 =543 MHz.

5.10 Abblockung auf Multilayern ↑ a dB

99

.. ....... . ... ................................................... ........ ............... . . . -20 ... ...... ... ... ...... . . . . -40 ... ... ..... . 0

-60 200

303

444

543 600 f /MHz −→

Bild 5.38: Gemessene Resonanz¨uberh¨ohungen f¨ur den 10-, 01- und 11-Mode ↑ a dB

0

.............. . . . . . . .......... -20 ..... ............. ........ ................................................................. ... ... -40 ..... ... -60 200

303

445

543 600 f /MHz −→

Bild 5.39: In der Mitte der L¨angs seite gemessener Spannungsverlauf, 10- und 11-Mode sind kompensiert, nicht jedoch der 01-Mode ↑ a dB

0

. ................ . . . . . ............ . ...... . . -20 ..................... ................................................................... -40

-60 200

303

445

543 600 f /MHz −→

Bild 5.40: In der Mitte der Schmal seite gemessener Spannungsverlauf, 01- und 11-Mode sind kompensiert, nicht jedoch der 10-Mode ↑ a dB

0

.. .............. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .................................................................................. -40 -20

-60 200

303

445

543 600 f /MHz −→

Bild 5.41: In der Leiterplattenmitte gemessener Spannungsverlauf, 10-, 01- und 11-Mode sind kompensiert

100

5 Abblockung elektronischer Schaltungen

Dem Effekt der durch die Moden verursachten Resonanz¨uberh¨ohungen ist ein zweiter, unabh¨angig vom ersten, u¨ berlagert. F¨ur jeden Ort der Leiterplatte stellt sich, abh¨angig vom Abstand der Messstelle zu den reflektierenden R¨andern der Leiterplatte, bei verschiedenen Frequenzen ein Schwingungszustand ein, der bei einer eindimensionalen Leitung mit einer Leitungsl¨ange von ungeradzahligen Vielfachen von λ/4 auftritt: die hohe Abschlussimpedanz am Leitungsende wird zum Leitungsanfang hin, der Stelle der Beobachtung, als niedrige Impedanz transformiert, erscheint dort also wie eine Serien” resonanz“ im Impedanzverlauf16 . Im Bild 5.38 ist eine solche Serienresonanz“ bei ca. ” 220 MHz zu sehen. Die Frequenz wurde u¨ ber die Abnahmestelle f¨ur das Bild so gew¨ahlt, dass sie deutlich sichtbar vor dem ersten Mode erscheint. F¨allt eine solche Serienreso¨ nanz mit einer Resonanz¨uberh¨ohung zusammen, wird die Uberh¨ ohung an dieser Stelle der Leiterplatte kompensiert. Bei einer Abnahme in der Mitte der L¨angsseite verschwinden daher der 10- und der 11-Mode sowie auch ihre ungeradzahligen Vielfachen (Bild 5.39). Sie besitzen alle in Leiterplattenmitte einen Nulldurchgang der Spannungsverteilung. Bei Abnahme in der Mitte der Schmalseite verschwinden aus demselben Grund der 01- und der 11-Mode sowie ihre ungeradzahligen Vielfachen (Bild 5.40). Die gezeigten Spannungsverl¨aufe wurden an den L¨angs- und Schmalseiten der Leiterplatte gemessen. Bei Abnahme in der Leiterplattenmitte verschwinden alle drei dargestellten Moden und die ungeradzahligen Vielfachen ihrer Frequenzen (Bild 5.41). Die Spannungsverl¨aufe sind identisch, wenn Einspeise- und Abnahmestelle vertauscht werden. Wird z. B. ein Signal an einer Stelle eingespeist, an der bei der gew¨ahlten Frequenz die Spannungsverteilung null ist, was einem Eingangswiderstand null entspricht, so ist die in die Leiterplatte eingespeiste Leistung null. Dieser Mode kann deshalb dort nicht angeregt werden, an keiner Stelle der Leiterplatte kann also bei dieser Frequenz eine von null verschie¨ denen Spannung gemessen werden. Diese Uberlegung zeigt auch, dass es f¨ur Untersuchungen der Abblockung ung¨unstig ist, an einer der Mittellinien der Leiterplatte oder gar in Leiterplattenmitte einzuspeisen oder abzunehmen, da dort die wichtigen ersten Moden und ihre ungeradzahligen Vielfachen Nullstellen besitzen und deshalb nicht erkannt werden k¨onnen. Die Einspeisestelle kann als Position eines st¨orenden ICs interpretiert werden, die Abnahmestelle als Position eines gest¨orten ICs. Aus der Leitungstheorie ist bekannt, dass eine Leitung bei Abschluss mit einer Kapazit¨at elektrisch verl¨angert und bei Abschluss mit einer Induktivit¨at verk¨urzt wird. So ist zu vermuten, dass auch die L¨angenabmessungen einer Leiterplatte durch Blindwiderst¨ande elektrisch ver¨andert werden und zwar durch Platzierung am Leiterplattenrand oder auch an jeder beliebigen Stelle der Leiterplatte. Abblockkondensatoren werden im Frequenzbereich des Entstehens solcher Moden i. Allg. oberhalb ihrer Serienresonanz betrieben, stellen also eine induktive Reaktanz dar. Die Leiterplattenabmessungen erscheinen durch sie elektrisch verk¨urzt; die Frequenz der Moden wird erh¨oht. Bild 5.42 best¨atigt diesen Effekt messtechnisch. F¨ur die Messung der dick ausgezogenen Kurve

16

Nimmt man z. B. in der Mitte der Schmalseite ab, so ist die niedrigste Frequenz gleich der halben Frequenz des 10-Modes, hier also 151.5 MHz

5.10 Abblockung auf Multilayern

101

... ............. ........... ..... ............. . . . . . . . . . . . . . . . . . ............. . ... ...... .... ........ . . . . . . . . . . . . . . . . . ..... .. -40 ...... -60

0 ↑ a dB -20

........ ... .... .. ......... .... .... ... ......... ................ ... .. ..... .. ......... ... ... ..... . . ............ . ... . . . . . . . ... ................ . .. .. .... .... . . . . . .. .. ... ... .... .... .. .... ... . .... . . ... ... ... ... .....

200

303

445

543 600 f /MHz −→

Bild 5.42: Verschiebung der Frequenzen der Moden durch Abschluss der Leiterplatte mit je 5 Kondensatoren an jeder Schmalseite (dick; ohne Kondensatoren: d¨unn)

wurde jede Schmalseite mit je 5 bedrahteten Kondendensatoren17 ) abgeschlossen. Interessant ist, dass, wie erwartet, der 10- und der 11-Mode verschoben ist, aber auch der 01-Mode, obwohl die L¨angsseiten nicht mit solchen Kondensatoren abgeschlossen wurden. Die Verschiebung der Moden ist der einzige Effekt, den Abblockkondensatoren in diesem Frequenzbereich besitzen. Aber nicht nur Abblockkondensatoren verschieben die Moden; auch Blindwiderst¨ande der Bauteile auf der Leiterplatte, angeschlossene Leitungen und benachbarte Geh¨auseteile verstimmen“ die Leiterplatte zu h¨oheren oder ” niedrigeren Frequenzen. Dies macht die oben erw¨ahnte, gegen¨uber den rechnerischen Werten aufgetretene Frequenzverschiebung in den Bildern 5.38-5.41 deutlich. Die an vielen Stellen auf einer best¨uckten Leiterplatte befindlichen Blindwiderst¨ande werden auch bewirken, dass die Knotenlinien der Moden nicht, wie oben f¨ur ideale Voraussetzungen behauptet wurde, unbedingt parallel zu den Seiten verlaufen.

5.10.3

Berechnung des Abschlusswiderstandes einer rechteckigen Leiterplatte

Moden entstehen durch Reflexionen am Leiterplattenrand. Normalerweise verhindert man Reflexionen durch Abschluss mit dem Leitungswellenwiderstand. Das m¨usste auch bei einer zweidimensionalen Leitung m¨oglich sein; dazu m¨usste er bekannt sein. Der Wellenwiderstand wird Leitung (ωL  R , bei einer eindimensionalen verlustlosen      ωC  G ) aus ZW = L /C berechnet. Darin sind L der Induktivit¨ats- und C  der Kapazit¨atsbelag. Diese Bel¨age sind wie der Begriff des Leitungswellenwiderstandes“ ” auf eine zweidimensionale Leitung nicht ohne weiteres anzuwenden. Um sich dem Problem zu n¨ahern, nehmen wir an, die Leiterplatte sei im 10-Mode angeregt. Dann fließt ein Strom nur in x-Richtung (Anordnung s. Bild 5.43). Die Leiterplatte ist Hin- und R¨uckleiter einer Leiterschleife in x-Richtung und damit auf eine eindimensionale Leitung mit von null verschiedener Breite zur¨uckgef¨uhrt. F¨ur diese Leitung mit der L¨ange l, der Breite b und der Leiterplattendicke d ermitteln wir nun den Leitungswellenwiderstand. Statt der Bel¨age L und C  eines Leitungselementes dl k¨onnen wir auch L und C der gesamten Leitung ermitteln. 17

Der Kapazit¨atswert ist uninteressant, da nur seine Induktivit¨at wirksam ist.

5 Abblockung elektronischer Schaltungen

102 XXX  XXX   X      X  X ? X     X    X d    X XXX XX    6 XX X :  XX  yXX X l   z b XXX z 9 6 yX yX :x

Ix

Hy 



b

-

Bild 5.43: Rechteckige Leiterplatte, rechts im Schnitt

Die Kapazit¨at des aus den Leitern gebildeten Plattenkondensators ist: C=

ε·b·l d

Zur Berechnung der Induktivit¨at der Leiterschleife vernachl¨assigen wir das magnetische Feld außerhalb der Leiterplatten und erhalten aus dem Durchflutungssatz den Zusammenhang zwischen dem magnetischen Feld Hy und dem es verursachenden Strom Ix Ix = Hy · b und u¨ ber den Fluss die Induktivit¨at: Φ = μ · Hy · d · l = μ · L=

Ix ·d ·l b

μ·d·l Φ = Ix b

Der Leitungswellenwiderstand wird: 



ZW =

L = C

ZW =

d · b



μ · d2 ε · b2

μ ε

(5.4)

Dieser Leitungswellenwiderstand“ ZW ist der Abschlusswiderstand der Leiterplatte in ” x-Richtung, angebracht an den Leitungsenden, den Schmalseiten. Analog kann man ihn f¨ur die y-Richtung angeben. Der Abschlusswiderstand (Gl. 5.4) h¨angt von der Leiterbreite b ab – entsprechend der Abh¨angigkeit der Kapazit¨at und der Induktivit¨at von b. F¨ur die Dimensionierung in der Praxis ist das folgendermaßen zu ber¨ucksichtigen:

5.10 Abblockung auf Multilayern ↑ 10 ZA Ω 1

.1

103

.. .. ..... ... ... .... ... ... ... ... ..... ... .. .. ... ... .... ....... .... ............. ......... ......... ..... ..... ..... ........ .............. . . . . . . . . .. ...... . . ...... . . . . . . . . . .. . ... . ... . . ...... ...... .. ....... ... ... ........ ........ ....... ... ... ........ . ... ... ......... . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . a........ .. ...... ...... ..... ......... ...... ...... ......... ..... .. . .... .. . ... ...... ...... ....... ...... ....... ................... ... .. ...... .... .... ..... ...... ... .. ........ ........ ..... . ............. ....... ...... ............. ........... ..... . ... .... ......... . . . . . . . . . . . . . ..... .... ...... ....... ....... ......... ...... b ...... ..... .. .... . . . . ... ... . .... . .. .... ... ..... . . ...... ..... . . . . . . . . . ...... ... . ... ... .. ..... . . . . . ....... ........ . . . . . . . . ....... ..... ........ ..... ...... ..... ............ ........... ...... c ... . ...................... . . . . . . . . . . . . . ..... ........... ....... ..... ..... .... ...... ............ .. ....... ...... .. ........ ........... ........... ...... ........... ....... . . . . . . .. ........ .. . . . ....... .. ....... ........ ...... .... . . . ...... .... ....... ..... ....... ...... ...........

.. .. ...... ....... .......... ....... ............ . . . . ..... .......... ...... ... . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . ..............................

.01 100

...

1000 f /MHz −→

Bild 5.44: Die Abblockimpedanz zeigt die D¨ampfung der Moden durch diskrete Widerst¨ande am Leiterplattenrand: (a) unbest¨uckte Leiterplatte, (b) D¨ampfung durch einen einzigen 1,2 Ω-Widerstand, (c) Wirkung von zehn 1,2 Ω-Widerst¨anden (Lagenabstand: 0,5 mm)

1. Soll die Leiterplatte am Rand mit diskreten Widerst¨anden abgeschlossen werden, so stellt man sich die Leiterplatte in L¨angsrichtung in Streifen der Breite b unterteilt, vor. b sollte im Hinblick auf die Wellenl¨ange der h¨ochsten zu ber¨ucksichtigenden Frequenz auf der Leiterplatte gew¨ahlt werden. Setzt man b in Gl. 5.4 ein, erh¨alt man einen Widerstand ZW . Jeder Streifen wird nun an seinen beiden Enden mit einem diskreten Widerstand mit dem Wert von ZW abgeschlossen. In Querrichtung geht man genau so vor. Beispiel: F¨ur eine Leiterplatte mit den Abmessungen 223 mm×160 mm mit der relativen Permittivit¨at εr = 4,5, einem Lagenabstand von 0,5 mm und 10 diskreten, gleichm¨aßig am Umfang verteilten Widerst¨anden ergibt sich ein mittlerer Abstand der Widerst¨ande von bm = 77 mm. Der Widerstandswert des einzelnen Widerstandes betr¨agt dann 1,2 Ω.

2. Bei Aufbringen eines kontinuierlichen Widerstandsbelages am Leiterplattenrand wird der Widerstand je mm Umfangsl¨ange durch Einsetzen von b = 1 mm in Gl. 5.4 berechnet. Diesem Widerstandsabschluss muss jedoch eine hinreichend große Kapazit¨at vorgeschaltet werden, die das Fließen eines hohen Gleichstromes u¨ ber den Abschlusswiderstand verhindert. Der Wert dieser Kapazit¨at wird aus der unteren Grenzfrequenz, von der an der Abschluss wirken soll, und dem Widerstandswert berechnet. Bei einem Widerstandsbelag wird sinngem¨aß verfahren. Im Beispiel ergibt sich bei einer unteren Grenzfrequenz von ca. 300 MHz und einem Widerstand von 1,2 Ω rechnerisch eine Kapazit¨at von ca. 1 nF (in der Praxis etwas h¨oher!).

104

5 Abblockung elektronischer Schaltungen

Durch Abschluss der Leiterplatte am Leiterplattenrand k¨onnte das Entstehen von Moden vermieden werden. Diskrete Widerst¨ande und Kondensatoren besitzen neben ihrem Wirkanteil aber einen bei hohen Frequenzen wirksamen Blindanteil, der einen vollst¨andigen Abschluss verhindert. Immerhin lassen sich auch mit diskreten Bauelementen die Moden erheblich d¨ampfen, wie Bild 5.44 zeigt. Schon ein einziger Widerstand am Leiterplattenrand mit einem Wert von 1,2 Ω zeigt eine deutliche Wirkung. Bei zehn Widerst¨anden sind vor allem die ersten Moden fast ausgeglichen. Rechnet man die erhaltenen Messwerte auf einen Lagenabstand von 0,1 mm und eine Parallelschaltung zweier Leitungssysteme (Version A) um – dies gibt eine Verbesserung um den Faktor 10 –, w¨are trotzdem bei 500 MHz eine Abblockimpedanz von max. 0,1 Ω und bis 1 GHz max. 0,2 Ω (!) zu erreichen. F¨ur die gleichen Werte ben¨otigte man bei einer Einzelabblockung ca. 53 parallel geschaltete Kondensatoren (ESL = 1,7 nH). Mit einem Widerstandsbelag in Reihe mit Kondensatoren oder mit einem Kapazit¨atsbelag (s. Bild 5.53, S. 114) am Leiterplattenrand l¨asst sich eine bessere Wirkung erzielen. Am Leiterplattenrand umlaufende Widerstands- und Kondensatorbel¨age ben¨otigten keine Durchkontaktierungen. Ihre Serieninduktivit¨at ist um Gr¨oßenordnungen kleiner. Man kann die Moden auch frequenzselektiv d¨ampfen [16]: Als D¨ampfungselement wird ein Kondensator gew¨ahlt, dessen Serienresonanz mit der Frequenz des zu d¨ampfenden Modes u¨ bereinstimmt; der Kondensator ist dann nur f¨ur diesen Mode mit seinem ESR als reeller D¨ampfungswiderstand wirksam. F¨ur jeden Mode muss ein eigenes D¨ampfungselement vorgesehen werden. Bauteiletoleranzen und die Verkoppelung der Parameter C, ESR und ESL d¨urften hier die Ungenauigkeiten verursachen.

5.10.4

Ein einfaches Modell des Leiterplattenkondensators

Eine Berechnung des Impedanzverlaufes des aus den beiden durchgehenden Lagen f¨ur Masse und Versorgungsspannung gebildeten Systems im dritten durch die Entstehung von Moden gekennzeichneten Frequenzbereich ist f¨ur den Prozess der Schaltungsentwicklung wenig sinnvoll, da sehr viele Parameter eingehen und die Impedanz auch noch ortsabh¨angig ist. F¨ur diesen Frequenzbereich hat man zwei M¨oglichkeiten: 1. Entweder wird der Frequenzbereich der Moden u¨ ber eine Reduzierung der Kantenl¨angen der Leiterplatte oder durch Unterteilung nur der Versorgungslage18 zu solch hohen Frequenzen verschoben, dass er vom St¨orspektrum nicht mehr nennenswert angeregt wird, oder 2. die Moden werden mit einem der angegebenen Verfahren ged¨ampft. F¨ur eine Berechnung in den beiden unteren Frequenzbereichen jedoch kann die Leiterplatte durch einen idealen Kondensator modelliert werden. Dessen Kapazit¨at kann entweder gemessen oder aus den Leiterplattendaten berechnet werden. Bild 5.45 zeigt 18

Die Breite der Unterbrechung sollte hinreichend groß– mehrere Millimeter – sein, damit sie wirksam ist.

5.10 Abblockung auf Multilayern

105

b q

b

b q 100 nF

1Ω

CLP

1 nH

b q

CLP

b

q b

a

b

CLP

50 mΩ 1 nH

q b

18 mΩ 1 nH

c

↑ 100 ZA ............ ............ ............ ..........a Ω 10 ...........

CLP

q b

d

. ......

.......

............ . ........ ... ... ... ......................................................................................... ...................... 1 ...........................................b ..................... .... ...c........... ....................................................................................................................................................................................................... ......................................... ........ .1 ............ ...................................... ............. ..................................................... .............. d . . . . . . . . . . . . . . . . . . ..................................... ........

.01

1

10

100

1000 f /MHz −→

↑ 100 ZA ................ .............. .............a Ω 10 ........... .....

.. ................................... ....... . . .... ......... ........ ......... 1 .............................................................................................................. . . ............ . . . . . . ............................. .............................. ......... .................. ........ ... .1 ......

.01

.... ...... ..... ... .... .... ...... ............ ............ .... .......... ............. ..... ..... ........ .......... .. . ...... .... .. .. ............ . . b ... .... ..... ............. ...... ..... .... ... ..... .... ............ . . . . . . . . . . . .. ............... ...... .. .... .... . . . . . . . .......... .... .. ... .... c ... ........ ..... ..... ........ ......... ..... ..... ..... .......... .......... ........ ............. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . ........ ..... .............. ..d ................ .........................

1

10

100

1000 f /MHz −→

Bild 5.45: Impedanz der Leiterplatte (Version B) ohne Best¨uckung (a), best¨uckt mit einem 1 ΩWiderstand (b), einem 100 nF-Kondensator (c) und einem Kurzschluss (d). Oben: Modellierung der Leiterplatte nach dem einfachen Modell (CLP ) und der Bauelemente. Mitte: Berechnung der Impedanz der Leiterplatte (Version B) nach dem einfachen Modell. Unten: Messergebnisse zum Vergleich

die berechneten Impedanzverl¨aufe f¨ur die unbest¨uckte Leiterplatte (modelliert mit CLP ) und – jeweils unter Ber¨ucksichtigung der parasit¨aren Elemente – mit einem 100 nFKondensator, einem 1 Ω-Widerstand und einem Kurzschluss (Draht) best¨uckt, außerdem die zugeh¨origen Ersatzschaltbilder (oben) sowie zum besseren Vergleich noch einmal die Messergebnisse (unten; s. auch Bild 5.34).

5 Abblockung elektronischer Schaltungen

106

5.10.5

Abblockmaßnahmen

Ziel einer Abblockung ist eine hinreichend niedrige Abblockimpedanz im gesamten interessierenden Frequenzbereich. Ihre Verringerung muss, wie wir gesehen haben, besonders zwei Effekte ber¨ucksichtigen: 1. Die Parallelresonanz zwischen der resultierenden Induktivit¨at der Abblockkondensatoren und der Kapazit¨at des aus Versorgungs- und Masselagen gebildeten Kondensators der Leiterplatte und 2. die Resonanz¨uberh¨ohungen durch die Moden in diesem Gebilde. ¨ Von der klassischen“ zur leiterplattenbezogenen Abblockung: Ublicherweise geht ” man bei der Abblockung digitaler Schaltungen auf Multilayern vor wie auf Zweilagenleiterplatten: Jedes IC wird einzeln abgeblockt. Die durchgehenden Lagen der Multilayer haben aber eine wesentlich geringere L¨angsimpedanz als die schmalen Leitungen des Versorgungs- und Massesystems von Zweilagenleiterplatten. Die Abblockung auf solchen Leiterplatten bekommt daher den Charakter einer Gruppenabblockung. Ein IC wird also nicht nur durch den zugeordneten Kondensator sondern auch durch alle anderen abgeblockt. Im Modenbereich h¨angt die Impedanz nur noch von den Eigenschaften der Leiterplatte und nicht mehr von der Best¨uckung ab (Bild 5.34), sieht man von der Kompensation der Moden (Bild 5.38...5.41), ihrer Frequenzverschiebung durch Blindwiderst¨ande (s. Bild 5.42) oder ihrer D¨ampfung durch Verluste (Bild 5.44) ab. Es ist zu vermuten, dass die Abst¨ande der Kondensatoren zu den ICs deshalb gr¨oßer sein k¨onnen, als man es von Zweilagenleiterplatten gewohnt ist, und es erhebt sich die Frage, welchen Einfluss die Platzierung der Abblockkondensatoren gegen¨uber dem abzublockenden IC auf die Abblockimpedanz noch hat. Einigen Aufschluss geben Ergebnisse, die mit dem im Bild 5.46 dargestellten Versuchsaufbau gemessen wurden. Mit ihm k¨onnen acht Kondensatoren in unterschiedlichen Abst¨anden zum Rand – jeweils auf die Positionen Pos. 1, Pos. 2 oder Pos. 3, markiert durch die gestrichelten Rechtecke – platziert werden. Steckverbinder f¨ur Sender und Empf¨anger des Analyzers erm¨oglichen die Impedanzmessung in der Ecke (MP1), in Leiterplattenmitte (MP3) und an einer Stelle dazwischen (MP2), also an einigen m¨oglichen Positionen von abzublockenden ICs. Bild 5.47 zeigt die Impedanz f¨ur die Platzierungen der 8 Kondensatoren in den Pos. 1, 2 und 3, jeweils gemessen an den Messpunkten 1 (oben), 2 (Mitte) und 3 (unten). Die Impedanzverl¨aufe zeigen keine wesentlichen Unterschiede mit zu erwartenden Ausnahmen, wenn der Messort an der Stelle eines Nulldurchganges der elektrischen Feldst¨arke liegt (s. Abschn. 5.10.2): Am MP3 in Leiterplattenmitte werden der 10-, 01- und 11Mode und ihre ungeradzahligen Vielfachen ausgel¨oscht, am MP 2 der 20-Mode. An diesen Orten fallen die durch die Reflexionen ausgel¨osten Parallelresonanzen“ und Se” ” rienresonanzen“ zusammen. Die Feldverteilung – und damit die Frequenzen dieser Par” allelresonanzen“ – h¨angt von den Abmessungen der Leiterplatte und der Anzahl und

5.10 Abblockung auf Multilayern

107

Position der Kondensatoren ab, die der Serienresonanzen“ auch noch von der Positi” on der Messpunkte. Eine Ann¨aherung der Serienresonanzen“ an die Parallelresonan” ” zen“ bewirkt eine geringere G¨ute und damit D¨ampfung beider Resonanzen. Die Platzierung der Kondensatoren kann u¨ ber ihre feldver¨andernde Wirkung (Verstimmung) und die Position der ICs u¨ ber ihren Einfluss auf die “Serienresonanzen“ den Abstand dieser Resonanzen und damit ihre D¨ampfung beeinflussen. Diese Wirkung gilt aber nicht f¨ur alle Orte auf der Leiterplatte. Sie h¨angt von genannten Zuf¨alligkeiten des Aufbaus ab

pc MP1

pc

Pos. 1 Pos. 2

pc

MP2

pc

Pos. 3

pc MP3

pc

Bild 5.46: Anordnung der Konden-

satoren und Messpunkte auf der Testleiterplatte

↑ 100 ... . ... . .. ... ........ ............. ZA 10 .. . .. .. ... . . . ............... ............ .... ... ... ..... ... ... ....... .. ........ .................. ... .. . .. ............ . . . . . . . . . . . . . . MP 1 . . . . ....... . .. ... ... .. . ........ ... ....... .. ........ ... . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . ........ .... ... ... ... Ω ... . . . . . . . 1 ............................................. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . ......... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ....................................................................... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... .. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . ............................................. ................................................... 0,1 ....................................... 0,01 3 100 101 102 f /MHz −→ 10

.................. . . . . . . . . . . . ... .... ... . . . . . ...................... . . . . . . . . . . . . . . . . ..............................

↑ 100 ZA 10 ..... ... ... ... ... ... ...... . ......... ... ... MP 2 ... ........ ... .................. ..... ... ................ .................... ... . .. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . Ω . . . . ........ . .... ... 1 ...................................................... ... ...... .. ... .... ... . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .... ... ... .... ... .......................................................................... ...... . ....... ....... ......................... .................................................... .................................................................................................................................... 0,1 ....... ................................................ 0,01 3 100 101 102 f /MHz −→ 10

... ........ . . . . . . . . ... ...... ........... . ........................ . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . ...........................

↑ 100 ZA 10 .............. ................... .. . ... . ... .... .... MP 3 . ... .. ... . . . . . . . . . . ............... .. . . . . . . . . . . . .... ... Ω ......... ........... ... 1 ................................................................. ... ... ... .. ...... ... ... ... ...... ... ... ... ... .... ... ... ... ... ............. ... . ... . ... ............................................................................. . ... ...... ... . ... . ... . ... . .. . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . ... . . ...................................................... .............................................................................. ... ... ... 0,1 .... .. ....................................................... 0,01 3 100 101 102 f /MHz −→ 10

..... ..... ... . . . . . ... ..... ..... .... . . . ........................ . . . . . . . . . . . . . . . ... ...............................

Bild 5.47: Impedanz der Testleiterplatte, best¨uckt mit jeweils 8 Kondensatoren in den

Pos. 1 (d¨unn), Pos. 2 (dick) und Pos. 3 (grau), gemessen am MP1 (oben), MP2 (Mitte) und MP3 (unten)

108

5 Abblockung elektronischer Schaltungen

und kann deshalb kaum systematisch genutzt werden. Resonanzen m¨ussen prinzipiell durch Verluste ged¨ampft werden; durch Blindwiderst¨ande werden sie nur verschoben. Ein geringer d¨ampfender Einfluss eines kleineren Abstandes der Kondensatoren vom IC ist aufgrund des Widerstandsbelages der als Leitung wirkenden durchgehenden Lagen zu erwarten. Er geht aber in den Resonanzeffekten unter und k¨onnte erst deutlich werden, wenn die Resonanzen durch richtigen Abschluss am Leiterplattenrand beseitigt sind. Die f¨ur einen Entwickler wichtige Frage, ob ein kleiner Abstand der Kondensatoren oder wenigstens eines Kondensators zum abzublockenden IC einen d¨ampfenden Einfluss auf die Amplituden der Parallelresonanz und der Moden hat, kann prinzipiell nicht aus solchen Messergebnissen beantwortet werden. Am MP2 scheint es so zu sein, an den ¨ u¨ brigen Messpunkten scheint das Gegenteil zu stimmen. Die Uberlegungen f¨uhren zu der Feststellung: Die Lage des Messpunktes (entspr. dem abzublockenden ICs), relativ zur Feldverteilung, und nicht die Lage der Kondensatoren bewirkt die leichten Unterschiede. Die Lage der Kondensatoren hat also – anders als bei Leiterplatten in Ein- oder Zweilagentechnik – keinen entscheidenden Einfluss auf die Abblockimpedanz. Alle zum Abblocksystem auf der Leiterplatte geh¨orenden Kondensatoren blocken – zumindest mit guter N¨aherung – gemeinsam alle ICs ab. Damit wird die Zuordnung der Kondensatoren zu den ICs u¨ berfl¨ussig. Man kommt von einer IC-bezogenen Abblockung zu einer leiterplattenbezogenen. Die Anzahl der ben¨otigten Abblockkondensatoren h¨angt nun nicht mehr von der Anzahl der ICs ab sondern davon, wie niedrig die Abblockimpedanz der Leiterplatte im von den Kondensatoren abzudeckenden Frequenzbereich sein muss. Die Ergebnisse erkl¨aren auch die im praktischen Entwurfsprozess mit Digitalschaltungen gemachte Erfahrung, dass keine wesentlichen Ver¨anderungen im St¨orverhalten der Leiterplatten auftreten, wenn man einzelne, nicht platzierbare Abblockkondensatoren wegl¨asst. Nichtanregung von Moden durch Wahl des Einspeiseortes: Der beschriebene Effekt, dass die 10-, 01- und 11-Moden und ihre ungeradzahligen Oberwellen in der Leiterplattenmitte stark ged¨ampft sind, kann genutzt werden, um ein stark st¨orendes IC abzublocken, indem man es in die elektrische Leiterplattenmitte platziert. Dort kann es die genannten Moden nicht anregen. Die elektrische Mitte der Leiterplatte muss hinreichend gut getroffen werden. Im Bild 5.48 ist zu erkennen, dass eine Verschiebung der ¨ Anregung von 2,5 cm aus der Mitte (Bild 5.46) kaum eine Anderung der D¨ampfung der Moden bewirkt – im Versuch erfolgte die Verschiebung im Wesentlichen in y-Richtung, deshalb w¨are hier der 01-Mode betroffen. Diese M¨oglichkeit kann also in der Praxis mit etwas Sorgfalt bei der Gestaltung der Leiterplatte zum Anschluss eines stark st¨orenden ICs genutzt werden. Anschluss der Abblockkondensatoren: St¨arker als die Platzierung der Kondensatoren beeinflussen Lage und Anzahl der Durchkontaktierungen die Abblockqualit¨at. Im Bild 5.49 ist die Abh¨angigkeit der gemessenen Frequenz der Parallelresonanz von der

5.10 Abblockung auf Multilayern ↑ 100 ZA Ω 10

109

...... . ... ........ ... ......... ..................... . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . ............................................ ........................................... ................. ........ 1 ..................... . ..................... . ... .. . . . . . . . . . . . . . . . .. . . . . . . . . . . . . . . . . ........................... . . . . . . ...... ...... 0,1 . .... . .. ... ..... ... ... .... ... .. .. ...... ....... .... ... ... .... ... .... . . . . . . . .. .. ....... . . . . . . . . . . . . . . .. . . . ... ... ... ... ...... .. ... ..... ... . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . ... .. . ... . .. .. .. . . .... .... . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . ... ..... .. .. . ... ... ......... ......... ... .... ....................... ........ ... . .............................. ... .......... .....

0,01 102

f /MHz −→

103

Bild 5.48: Anregung in Leiterplattenmitte (dick) und 2,5 cm aus der Mitte verschoben (grau), im Vergleich zur Anregung am Leiterplattenrand (d¨unn)

Anzahl der Durchkontaktierungen, mit denen jedes der beiden Pads eines Kondensators mit der Versorgungs- bzw. der Masselage verbunden ist, sowie die zugeh¨orige Lage der Durchkontaktierungen der Pads zu sehen. Aus dieser Frequenz kann mit Kenntnis der Leiterplattenkapazit¨at die Induktivit¨at der Abblockmasche berechnet werden. qqqqqq qqqqqq

qqqqqq qqqqqq

qqqqqq qqqqqq

qqqqqq qqqqqq

qqqqqq qqqqqq

qqqqqq qqqqqq

qqqqqq qqqqqq qqqqqq qq qqqqqq qqqq qqqqqq qqqqqq qqqqqqqqqqqqqqqqqq

↑ -20 a -30 .......................................... ....... ... .... .... ...... ...... ...... ... ..... ... .... ..... .... ... ...... ... .... ................... .... .... ... .... ....... ........ ... ...... ...... ....... .... .... ... ... ...... ............. ... ................ .... .. .............. ................ ......................................3;5 ................ 2 . . . . . 1 . . . . . ........... . . . . . . . . . . . . . . ....... . . . . . . . . . . . dB -40 . ....... ...... . ....... . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . ........ .... ........ . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . ........... .... ... .... ... ................... .... ... .... ... ... .... ... .... .... ........................ ... .... ...... ... .... ... .... ... . ... ..................... ... -50 . ......................................................................................................................................................................................................................................... -60 -70 10 20 30 40 50 f /MHz −→ Bild 5.49: Die Frequenz der Parallelresonanz zeigt die Abh¨angigkeit der Induktivit¨at der Abblockmasche von der Anzahl der Durchkontaktierungen (1, 2, 3 und 5; die Kurven f¨ur 3 und 5 Durchkontaktierungen fallen praktisch zusammen); oben: zugeh¨origes Layout

Anzahl Induktivit¨at/nH ΔL/% 1 1,538 2 1,240 -19,4 3 1,176 -23,5 5 1,171 -23,9

Tabelle 5.2: Induktivit¨at der Abblockmasche in Abh¨angigkeit von der Anzahl der Durchkontaktierungen und Ver¨anderung (in %) gegen¨uber einer einzigen Durchkontaktierung

5 Abblockung elektronischer Schaltungen

110

Die Tabelle 5.2 enth¨alt einen Vergleich der aus Bild 5.49 berechneten Induktivit¨aten der Abblockmasche gegen¨uber dem Wert einer einzigen Durchkontaktierung. Schon durch Verdoppelung der Anzahl der Durchkontaktierungen k¨onnen ca. 20 % der Kondensatoren bei gleicher Abblockqualit¨at gespart werden. Dabei ist noch zu ber¨ucksichtigen, dass schon das erste Durchkontaktierungspaar eine sehr g¨unstige Platzierung gegen¨uber einer normalen (Bild 5.50 links) besitzt, weil der Abstand der Durchkontaktierungen zueinander klein ist. Die 3. Durchkontaktierung, die die u¨ bliche Lage an der Stirnseite besitzt, hat schon aufgrund dieser Lage nur noch einen geringen Einfluss auf die Induktivit¨at. Der Einfluss des Abstandes der Durchkontaktierungen zueinander wird aus Bild 5.50 (unten) deutlich: Die gestrichelt umrandete Fl¨ache und damit die Induktivit¨at der parallel geschalteten Abblockzweige wird durch nah beieinander liegende Durchkontaktierungen und einen geringen Abstand der Kondensatoren zu den Masse- und Versorgungslagen verringert. Im oberen Bildteil sind prinzipiell ung¨unstige (links) und g¨unstige Platzierungen (rechts) der Durchkontaktierungen dargestellt. rrrrrrrrr

rrrrrrrrrr rrrrrrrrrr rrrrrrrrr rrrrrrrrr

rrrrrrrrr

pppp p pppppp

rrrrrrrrr rrrrrrrrr rrrrrrrrr rrr rrr rrrrrrrrr rrrrrr rrrrrr

rrrrrrrrr rrrrrrrrr rrrrrrrrr rrrrrrrrr

¨ ¨ ¨ gunstige Anschlussmoglichkeiten (abhangig von Baugroße) ¨

ungunstig ¨

GND VCC

rrrrrrrrrr rrrrrrrrr

ppppppppppp p

.... .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .... .. .. .. . ... .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. .. ...

¨ der Abblockmasche hohe Induktivitat

GND VCC

pppp pppp p pppp..p..p.........................................p...p.pppppp

¨ der Abblockmasche niedrige Induktivitat

Bild 5.50: Lage der Durchkontaktierungen zum Anschluss eines Abblockkondensators (nicht maßst¨ablich)

Anzahl der Abblockkondensatoren: Im Bild 5.51 ist der Einfluss der Anzahl der Abblockkondensatoren – mit gleicher Resonanzfrequenz und u¨ ber die Leiterplatte verteilt – zu sehen. Zwei wesentliche Effekte sind erwartungsgem¨aß zu beobachten: 1. Die Abblockimpedanz erniedrigt sich im Frequenzbereich unterhalb der Parallelresonanz zwischen der resultierenden Induktivit¨at der Kondensatoren und der Kapazit¨at der Leiterplatte mit der Anzahl der Kondensatoren. 2. Die resultierende Induktivit¨at der Abblockkondensatoren nimmt mit der Anzahl der Kondensatoren ab und verschiebt damit die Parallelresonanz zu hohen Frequenzen. ¨ Die Parallelresonanz ist die Ubergabefrequenz zwischen Kondensator- und Leiterplattenabblockung. Dort sind Kondensator- und Leiterplattenimpedanz betragsm¨aßig gleich. Die Impedanz der Kondensatoren wird oberhalb ihrer Serienresonanz bestimmt durch ihre resultierende Induktivit¨at (genauer der Abblockmaschen, s. Abschn. 5.10.5)

5.10 Abblockung auf Multilayern

↑ 10 ZA Ω 1

111

.... ....... .... . . ... .... .... ............................. . . . . . ..... .. . ... .. .1 ............. . . . . . . . . . . . . ............. ............................................................. . . . . . . . . . . . .01 ............................... 1 3 6 12 .24 ..

.... ... ... .... .......... .. ... .. .. .... ........... ............ ......... .... ...... .... .. . .. .... ............. ......... ...... ... .................. ........... ........ ............................. . . . . . . . . . . . . .... .... ... ....... .......... .... ......... ...... ........... .... ....... ... ...... ................................... ........ .... .... ...... ...... .. ..... .... .................... ....... ....... ...... ..... ...... .... .. ...... ............. ............. ............................ ...... ... ............ ........ ............ .................... .............. .............. ............... . . . . . . . . .............. . ..... .... ... . ....... ....... ......... . ...... .................................................................... .................... ..... .... ... ......... ...................................... ....... ..... .. .... .. .. ...... ... ......... ......... ........... ............ ... .. ......... .................................... .............................................................................................................. ... .. .......... ...................... . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . ... ...... . ............................... ............... .................................. ..... ... ........

1

10

↑ 10 ZA ... ............ .. Ω 1 ............. ........................................

100

1000 f /MHz −→

1 3 6 12 24 ..

.... .. ..... . .... .......... . . .1 ........ . . . . .......... .............. ... ............. .............. .......... . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . .............. ............. .01 .... ....... ...... ..... .......... ... ........ .... .... ... .... ... .... .... . ............ .......... ......... .... .... . . ............ ........... . . . . . .... .. . . .. .......... ..... .. ... ............ .......... .... ....... ................................... ..... ...... . . ............ ...................... . . . . . . . . . . . .. . . . . . . . ............. .......... ............ ................. ................ ...... .......... ......... ...................................................... .......... .. ............ .. ............................. . ....... . ........... .................... ................... ........ .............. ............. . ............................ . . . . . ........... .......... . . . . . ......... ....................... ...... . ...... ........... ........ .. ........... ........... ................... ................... ................. ................. ......... . . .......... . ............ .......... ............................... ................. ........ . ........... . . . . . ...........................

1

10

100

1000 f /MHz −→

Bild 5.51: Impedanz des Abblocksystems: gemessen (oben) und mit dem vereinfachten Modell berechnet (unten), Best¨uckung: 1, 3, 6, 12 und 24 SMD-Kondensatoren (100 nF)

und unterhalb durch die resultierende Kapazit¨at. Bei Verwendung von Kondensatoren unterschiedlicher Kapazit¨at muss man sich zus¨atzlich um die D¨ampfung der dadurch erzeugten Parallelresonanzen k¨ummern. Die Impedanz im Bereich der Leiterplattenabblockung wird bestimmt durch die Kapazit¨at der Leiterplatte (abh¨angig von Fl¨ache, Abstand und Anzahl der Lagen, s. Bild 5.33) sowie durch die Moden und ihre D¨ampfung. Mit diesen Gr¨oßen wird die Abblockung dimensioniert. In beiden Abblockbereichen kann die Abblockimpedanz unabh¨angig voneinander gestaltet werden. Denn oberhalb der Parallelresonanz nimmt der Einfluss der Kondensatoren ab und verliert sich, abgesehen von einer Verstimmung der Leiterplatte und der damit verbundenen leichten Frequenzverschiebung der Moden durch die Induktivit¨at der Kondensatoren. Dort wird die Abblockung ausschließlich von der Leiterplatte u¨ bernommen. Die Bef¨urchtung, die Abstrahlung oberhalb der Parallelresonanz k¨onne durch eine geringere Anzahl von Abblockkondensatoren oder einen gr¨oßeren Abstand zwischen ICs und Kondensatoren zu¨ nehmen, beruht auf einer falschen Interpretation beobachteter Ph¨anomene. Anderungen in der Abstrahlung in diesem Bereich beruhen auf den oben in diesem Abschnitt erl¨auterten Zusammenh¨angen, welche man planend mit Erfolg nutzen kann.

5 Abblockung elektronischer Schaltungen

112

Die Messwerte zeigen, anders als erwartet (s. berechnete Kurvenscharen im Bild 5.51), eine Verschiebung der Serienresonanz der Kondensatoren mit zunehmender Anzahl der Kondensatoren zu tiefen Frequenzen. Dieser Effekt tritt durch Impedanzkopplung an der L¨angsimpedanz der Leiterplatte und in einem Bereich sehr niedriger Impedanz auf. Er kann deshalb vernachl¨assigt werden; denn f¨ur St¨orungen sind ausschließlich die Bereiche mit hohen Impedanzen kritisch und beachtenswert. Die Frequenz der Parallelresonanz kann mit der Kondensatorzahl eingestellt werden. Sie sollte nicht mit einer herausragenden Spektrallinie des St¨orspektrums zusammenfallen. Da vor allem Taktfrequenzen (auch ihre geradzahligen Vielfachen) in der Abstrahlung kritisch sind, k¨onnte die Frequenz der Parallelresonanz m¨oglichst zwischen zwei Spektrallinien des Taktes gelegt werden. Zur Kontrolle kann der Impedanzverlauf mit Hilfe des angegebenen einfachen Modells der Leiterplatte berechnet werden. Es reicht f¨ur diesen Zweck aus. Zur Berechnung m¨ussen nur die Kapazit¨at der Leiterplatte und die charakteristischen Werte C, ESL und ESR der Abblockkondensatoren bekannt sein. Abblockung mit RC-Gliedern: Die Parallelresonanz zwischen der resultierenden Induktivit¨at der Kondensatoren und der Leiterplattenkapazit¨at besitzt eine zu hohe G¨ute, da die f¨ur die Abblockung hoher Frequenzen geeigneten Kondensatoren leider nur sehr geringe Werte f¨ur ESR oder tan δ besitzen. Die Impedanz bei der Resonanzfrequenz ist also hoch und kann deshalb zu St¨orungen f¨uhren. Die G¨ute kann prinzipiell durch in Reihe mit den Abblockkondensatoren geschaltete Widerst¨ande verringert werden. ↑ 10 ZA Ω 1

... . .. ........ ...... ........ .. .. ...... ... . ...................................................................................................... ..... .... ........ ........ ................. ... ... .. . .. ........... .1 ... .... ... ... .... ..

.01

..... ...... . ... .... ..... ...... ...... .... .... .... .... .. ... . . . .... .... ... ..... .. .. .... . . . ... . .. . .. .. ... ... .... ........ ..... ..... .... .. .. ... ...... .. ...... . .... ..... .. ..... ... . ........ ........ ... . . . . . . . . . . . . . . . . . . . ... .. ... .. ...... ...... .. ... . .. ... .. ... .. ........ ...... ... ... .... .. ... ... ... ... ......... .. ...... ...... ... ........ ........ ... ... ... .. ..... ... ........ . . . ..... ..... . . . . . . . . . ... . .... ..... . . .......................... ...... ...... . . . . . . ... .. ................... .. . ... ...... . . . . . . . . .. .. .............. .... ..... . . . . . . ............ . . . . . . ...... . ........................................

1

10

100

1000 f /MHz −→

Bild 5.52: Impedanz des Abblocksystems bei einer Abblockung mit vier RC-Gliedern (100 nF mit 1,2 Ω in Reihe, dick) im Vergleich mit 6 Kondensatoren (100 nF, d¨unn)

Bild 5.52 zeigt die gemessene Impedanz der Leiterplatte, beschaltet mit vier u¨ ber die Leiterplatte verteilten RC-Kombinationen (100 nF in Reihe mit 1,2 Ω, beide in SMDAusf¨uhrung), im Vergleich mit 6 Kondensatoren. Die Impedanz kann durch mehr RCGlieder beliebig weiter verringert werden.

5.10 Abblockung auf Multilayern

113

Der Impedanzverlauf mit den RC-Kombinationen zeigt eine so stark ged¨ampfte Parallelresonanz, dass sie nicht mehr ausgepr¨agt ist. Unterhalb dieser Resonanz ist der Impedanzverlauf infolge des Widerstandseinflusses konstant, bis bei Frequenzen unterhalb der Grenzfrequenz der RC-Glieder (hier unter 1 MHz) der Einfluss der Kapazit¨at den Verlauf bestimmt. Diese Abblockung ist eigentlich als eine Abblockung mit Widerst¨anden zu bezeichnen, bei der die Kondensatoren nur noch die Sperre f¨ur den Gleichstrom bilden, wie der Vergleich mit Bild 5.45 (S. 105) best¨atigt. Die RC-Glieder d¨ampfen auch die Moden etwas – hier den ersten Mode bei ca. 300 MHz –, wenn sie nicht gerade an eine Nullstelle des E-Feldes platziert sind. D¨ampfung der Moden: Es gibt prinzipiell 4 M¨oglichkeiten, den Einfluss der Moden auf die Abblockung zu d¨ampfen: 1. Ein g¨unstiger Leiterplattenaufbau; die Version A ist um ca. 20 dB besser als die Version C (s. Bild 5.33, S. 93). Dies zeigt die große Bedeutung des Leiterplattenaufbaus. 2. Begrenzung der f¨ur die Modenfrequenzen entscheidenden Abmessungen z. B. durch Unterteilung der Versorgungslage in kleinere Abschnitte, die durch hinreichend breite Unterbrechungen (mehrere Millimeter, schmalere sind unwirksam) getrennt und u¨ ber Induktivit¨aten miteinander verbunden werden m¨ussen. Durch kleinere Abmessungen werden die Moden, aber auch die Parallelresonanz mit der resultierenden Induktivit¨at der Kondensatoren zu h¨oheren Frequenzen verschoben. 3. Erh¨ohung der Verluste des Leiterplattenkondensators. In [14] wird dies durch Verwendung eines dielektrischen Materials mit sehr hohem tan δ durch Beimischen von Carbonyleisenpulver in das Basismaterial (nur) zwischen den VCC - und GNDLagen erreicht. In [13] werden Verluste durch Verwendung von d¨unnen Schichten mit hohem Widerstand auf den VCC - und GND-Lagen auf der Seite zum Dielektrikum hin erzeugt. 4. Verwendung eines wellenwiderstandsrichtigen“ Abschlusses am Leiterplattenrand. ” Dadurch werden die Reflexionen ged¨ampft. Abblockung durch Abschluss am Leiterplattenrand: Die g¨unstige Wirkung der Abblockung mit Widerst¨anden auf die Parallelresonanz und die geschilderte Wirkung eines wellenwiderstandsrichtigen Abschlusses am Leiterplattenrand l¨asst die Idee aufkommen, die gesamte Abblockung und die D¨ampfung der Moden durch den wellenwiderstandsrichtigen Abschluss am Leiterplattenrand vorzunehmen. Dies kann durch entsprechend dimensionierte, am Leiterplattenrand verteilte RC-Glieder geschehen. Bei den Testleiterplatten wurde etwas anders vorgegangen. Die Absperrung des Gleichstroms f¨ur den wellenwiderstandsrichtigen Abschluss wurde folgendermaßen realisiert (s. Bild 5.54): Als Versorgungslage wurde die oberste Lage, die Best¨uckungslage, verwendet. Von ihr wurde ein 3 mm breiter Rand abgetrennt (im Bild links), der u¨ ber 20

5 Abblockung elektronischer Schaltungen

114

↑ 10 ZA Ω 1

. ...... . ...... ...... ..... ..... ......... . .. . .. ...... ... .... .... ..... .... .... . ... . .. ... .. .. ... ... ... .... ..... ..... ..... ... .... .. ... ...... .. ... . .. ..... .. . . . . . . . . . . . . . . . ... .. ... .. ........... ........ .... ... .. ....... ... ... ... ... ....... ......... .. ... ... ...... ... ... ... ... ...... ... ... ... ........ .. . . . . . . . . . . . . . . . . . ... ... .. ... .. ... . ..... ...... ........ ....... ...... .. .... ..... ....... ... .. ...... ...... .... .......................... ......... ... .. .... ...... ................... ....... . . . . . . . . .............. . ..... . . . . ... .. .... . . . ............ . . . . . . . . . . .... ....................................

..... ... . . . .. .... .... ... ..................................................................................................... ..... .... ..... ... ... ............. ... .. ........... .1 ... .. .... ....

.01

1

10

100

1000 f /MHz −→

Bild 5.53: Impedanz des Abblocksystems bei einer Abblockung mit dem Abschluss durch 20 Widerst¨ande (2,4 Ω) am Leiterplattenrand und zus¨atzlich vier RC-Glieder (100 nF mit 1,2 Ω in Reihe, dick) im Vergleich mit 6 Kondensatoren (100 nF, d¨unn)

R

VCC GND

Bild 5.54: Realisierung des wellenwiderstandsrichtigen Abschlusses des Leiterplattenrandes beim Versuch (nicht maßst¨ablich)

u¨ ber den Leiterplattenumfang verteilte Widerst¨ande (2,4 Ω) mit der Versorgung (VCC ) verbunden wurde. Die Wirkung kann auch mit wesentlich weniger Widerst¨anden erreicht werden, wie Bild 5.44 zeigt. Mit zunehmender Anzahl der Widerst¨ande wird der durch ihre partielle Induktivit¨at verursachte Fehlabschluss geringer. Der Rand bildet mit der unmittelbar unter der Versorgungslage durchgehenden Masselage einen induktivit¨atsarmen Kondensator (von hier 1 nF) f¨ur die gleichstromm¨aßige Abtrennung. Wie aus Bild 5.53 hervorgeht, ist seine Kapazit¨at schon etwas zu klein gew¨ahlt, um den 1. Mode gen¨ugend zu kompensieren. F¨ur die Abblockung der tieferen Frequenzen wurden die oben dargestellten vier RC-Kombinationen zus¨atzlich verwendet. Der Impedanzverlauf im Bild 5.53 ist gegen¨uber Bild 5.52 im Bereich der Moden deutlich verbessert. Ein noch ausgeglichenerer Impedanzverlauf bei hohen Frequenzen ist mit einem zwischen Rand und Versorgung gedruckten verteilten Widerstand anstelle diskreter Widerst¨ande zu erreichen (s. auch Abschn. 5.10.3). Der verteilte Kondensator am Leiterplattenrand muss dem Widerstandswert und der unteren Frequenzgrenze (1. Mode) angepasst sein. Die tieferen Frequenzen k¨onnten wie oben durch RC-Glieder ber¨ucksichtigt werden, oder es wird eine hinreichend große Kapazit¨at mit diskreten Kondensatoren realisiert. Buried Capacitor: Wenn Platz vorhanden ist, kann man auch in begrenzten Teilen der Leiterplatte einen Mehrlagen-Kondensator ( Buried Capacitor“) aufbauen und mit ”

5.10 Abblockung auf Multilayern

115

ihm ICs abblocken. So k¨onnen bei einem IC mit am Umfang verteilten Anschl¨ussen (z. B. einem PLCC- oder QFP-Geh¨ause) im Inneren der Anschlussreihen mehrere Lagen von Signalleitungen frei gehalten und zu einem Buried Capacitor“ ausgebildet werden. ” Dieser wird in Dreipoltechnik angeschlossen, d. h. jeder VCC -Pin des ICs wird mit – m¨oglichst 2 – Durchkontaktierungen erst am Rand an den Kondensator und dieser dann in der Mitte an die VCC -Lage angeschlossen (s. Bild 5.55). Diesem Kondensator k¨onnen auf der Best¨uckungsseite Kondensatoren parallel geschaltet werden, die ohne Durchkontaktierungen an die Masse angeschlossen werden k¨onnen, wenn diese sich, wie im Bild 5.55, in der obersten Lage befindet.

....

GND VCC

GND

.....

VCC

C

Bild 5.55: Buried Capacitor“ unter einem PLCC-Geh¨ause; die Best¨uckungslage ist die Mas” selage, die zweite die Versorgungslage. Darunter bilden 4 Lagen den Kondensator. Anschl¨usse des Kondensators links: an einen Massepin und die Masselage, rechts: an einen VCC -Pin und in der Mitte: an die VCC -Lage

Soll die oberste Lage nicht eine durchgehende Masselage sein, kann man dort eine Teilmasse um das IC legen und an sie IC und Abblockkondensatoren anschließen. Diese Teilmasse kann sehr impedanzarm u¨ ber viele Durchkontaktierungen mit der Masselage verbunden werden (Bild 5.56). Die Abblockkondensatoren sollten jeweils mit

C

IC

..

.. VCC GND

1

2 1 1

`

`

`

`

1

`

`

`

`

a a

`

`

`

`

`

`

`

` `

`

` `

`

`

`

`

Bild 5.56: IC mit Teilmasse; 1: Durchkontaktierungen der Masse, 2: von VCC

5 Abblockung elektronischer Schaltungen

116

zwei Durchkontaktierungen an die Versorgungslage oder an den Buried Capacitor“ ” angeschlossen werden. Der Vorteil einer Teilmasse liegt in den niederimpedanten Anschlussm¨oglichkeiten f¨ur das IC und die Kondensatoren ohne Durchkontaktierungen. Auch hier ist ein Buried Capacitor“ gut integrierbar z. B. zwischen die Teilmasse und ” VCC -Lage. Ein Leiterplattenaufbau als Kompromiss: Einen von mehreren m¨oglichen Kompromissen stellt ein Lagenaufbau nach folgendem Schema dar: Signal/GND/Signal/VCC /Signal/Signal/GND/Signal/VCC /Signal Er kombiniert viele Vorteile von Multilayern: 1. Die Anordnung der VCC - und GND-Lagen bildet drei Kondensatoren; die Abblockimpedanz ist durch die dazwischen liegenden Signallagen zwar nicht optimal (wie die Version A), verh¨alt sich aber insgesamt wie die Version B. 2. Die Signallagen im Inneren der Leiterplatten sind geschirmt. Sie sollten die kritischen Signalleitungen (z. B. Taktleitungen) aufnehmen. 3. Der Wellenwiderstand der Signalleitungen kann so eingestellt werden, dass er auf allen Lagen gleiche Werte (ca. 50 Ω) annimmt [17]. 4. Die Signalmasse weist durch 4 parallel geschaltete durchgehende Lagen eine verringerte L¨angsimpedanz auf.

5.10.6

Abblockung auf Multilayern – Zusammenfassung

Zun¨achst muss entschieden werden, ob man eine (fast) reine Kondensator- oder eine Kondensator/Leiterplattenabblockung aufbauen will. Die Parallelresonanz zwischen der resultierenden Induktivit¨at der Kondensatoren und der Leiterplattenkapazit¨at ist die ¨ Ubergabefrequenz zwischen der Kondensator- und der Leiterplattenabblockung. Bei einer Kondensatorabblockung wird die Abblockung u¨ berwiegend den Kondensatoren zugewiesen. Verwendet man f¨ur das Versorgungssystem Leiterbahnen, ist eine Einzelabblockung wie bei Zweilagenleiterplatten notwendig. Bei durchgehenden Versorgungs- und Masselagen kann auf eine leiterplattenbezogene Abblockung u¨ bergegangen werden. Die resultierende Induktivit¨at der Kondensatoren und die Leiterplattenkapazit¨at legen die Parallelresonanzfrequenz zwischen beiden fest. Sie und der Modenbereich sollten in einem Frequenzbereich liegen, in dem das anregende Spektrum deutlich abgeschw¨acht ist. Mit der Anzahl parallelgeschalteter Kondensatoren (resultierende Induktivit¨at) und Erniedrigung der Leiterplattenkapazit¨at (Unterteilung der Versorgungslage) erh¨oht man die Frequenz dieser Parallelresonanz und erniedrigt die Abblockimpedanz bis zu dieser Frequenz. Kondensatoren unterschiedlicher Kapazit¨at f¨uhren immer zu

5.10 Abblockung auf Multilayern

117

weiteren Parallelresonanzen, die ged¨ampft werden m¨ussen. Der Aufwand an Kondensatoren f¨ur eine Breitbandabblockung wird meist gr¨oßer. Bezieht man die Leiterplattenabblockung mit in die Abblockung ein, will man also die Eigenschaften der Leiterplatte f¨ur den Frequenzbereich oberhalb der Parallelresonanz zwischen den Kondensatoren und der Leiterplatte nutzen, ist zuerst der Leiterplattenaufbau zu optimieren19 : • durch eine m¨oglichst hohe Kapazit¨at der durchgehenden Masse- und Versorgungslagen (geringster fertigungstechnisch m¨oglicher Abstand, m¨oglichst hohes εr des Dielektrikums), • durch Parallelschalten mehrerer solcher Kondensatoren (abgewandelte Version A: GND / VCC / ... / GND / VCC oder GND / VCC /GND / ... / VCC / GND / VCC ) – dies unterst¨utzt auch eine Schirmung der Signallagen. Die Parallelresonanz und die Moden k¨onnen nun im Frequenzbereich hoher Anteile im St¨orspektum liegen und m¨ussen deshalb ged¨ampft werden. Die Impedanz bei der Parallelresonanz ist durch Kondensatoren mit m¨oglichst hohem tan δ oder durch mit den Kondensatoren in Serie geschaltete Widerst¨ande (Abblockung durch RC-Glieder) zu erniedrigen oder zusammen mit der D¨ampfung der Moden zu erreichen durch: • Abschluss der Leiterplatte am Leiterplattenrand mit dem Abschlusswiderstand, realisiert durch diskrete Widerst¨ande, in Reihe mit Kondensatoren zur Sperrung eines Gleichstromes, oder verteilte gedruckte Widerstands- und Kapazit¨atsbel¨age. • Erh¨ohung der Verluste (tan δ) des Dielektrikums zwischen den Masse- und Versorgungslagen [14] oder durch Aufbringen von d¨unnen Schichten geringerer Leitf¨ahigkeit auf die Masse- und Versorgungslagen zum Dielektrikum hin [13]. • je einen Kondensator als frequenzselektives D¨ampfungsglied f¨ur jeden Mode [16] Folgende allgemeine Maßnahmen sind zu empfehlen: • Auswahl von Kondensatoren mit m¨oglichst niedriger Ersatzserieninduktivit¨at (Kondensatoren mit kleiner Bauform, die Kapazit¨at spielt innerhalb eines Kondensatortyps kaum eine Rolle). • Anschluss der Kondensatorpads mit zwei nah beieinander liegenden Durchkontaktierungspaaren an die Masse- und Versorgungslagen. Die von Kondensatoren und Masse- und Versorgungslagen eingeschlossene Schleifenfl¨ache und damit ihre Induktivit¨at sollte minimal sein. • Anschluss der ICs ebenfalls u¨ ber je zwei m¨oglichst nah an den Pads liegende Durchkontaktierungen an die Masse- und Versorgungslagen. • Anschluss hochintegrierter ICs direkt an eine Masse oder wenigstens Teilmasse in der Best¨uckungslage. 19

Dadurch k¨onnen viele Kondensatoren und Platz gespart werden; die Zuverl¨assigkeit der Leiterplatte wird erh¨oht. Hier sollen die M¨oglichkeiten aufgezeigt werden; welche L¨osung rentabel ist, h¨angt von den Randbedingungen der Anwendung ab!

5 Abblockung elektronischer Schaltungen

118

5.11

Messung der charakteristischen Gr¨oßen von Kondensatoren

F¨ur eine genauere Bestimmung der Abblockqualit¨at m¨ussen die charakteristischen Gr¨oßen von Kondensatoren bekannt sein. Da die Kondensatorhersteller h¨aufig leider unzureichende Daten angeben, m¨ussen diese Werte ggf. durch Messung ermittelt werden. Im Folgenden wird die Messung bei Verwendung eines Netzwerkanalysators beschrieben; es kann aber auch ein Signalgenerator und ein breitbandiges Wechselspannungsmessger¨at verwendet werden. F¨ur die Messung ist eine kleine Leiterplatte n¨otig, die den Pr¨ufling aufnehmen kann und ein Anpassnetzwerk enth¨alt. Der Aufwand hierf¨ur ist sehr gering. Bild 5.57 zeigt die Schaltung und das Layout f¨ur eine solche Meßeinrichtung. Alle im Best¨uckungsplan im Bild 5.57 (unten, links) mit R“ bezeichneten Bauteile sind ” 150 Ω-SMD-Widerst¨ande, C“ das Messobjekt, und S“ sind Schellen zum Auflegen ” ” des Kabelschirms. Der zur Mittellinie symmetrische Aufbau erm¨oglich auch das Testen zweier parallelgeschalteter Kondensatoren.

TrackingGenerator

150

h q

b

q

150

150

q

150

Cx

b

h q

¨ Empfanger 50

Anpass- Prufling ¨ Netzwerk

⇒

R

S

R R

R C

S

⇒

Bild 5.57: Messung der charakteristischen Gr¨oßen von Kondensatoren: Schaltung (oben) sowie best¨uckte Leiterplatte (links) und Layout (rechts)

Das Anpassnetzwerk dient dem wellenwiderstandsrichtigen Abschluss des Kabels vom Signalgenerator; bei einem S-Parametermessplatz w¨are dies eigentlich unn¨otig. Zusammen mit dem 150 Ω-Widerstand zum Empf¨anger soll dar¨uber hinaus der Innenwiderstand des Netzwerkes aus Sicht des Pr¨uflings groß gegen die Impedanz des Pr¨uflings sein – er betr¨agt hier ca. 95 Ω20 . Der hohe Quelleninnenwiderstand bewirkt, dass die zu 20

Diese Forderung wird zwar nur bis zu Impedanzen von einigen Ohm erf¨ullt, h¨ohere Werte brauchen aber auch nicht genau bestimmt zu werden.

5.12 Messung der Leiterplattenimpedanz

119

bestimmende Impedanz proportional der an ihr anliegenden Spannung ist. Der Zusammenhang zwischen Impedanz und Spannung kann entweder rechnerisch oder auch durch eine Kalibrierungsmessung z. B. mit einem 1 Ω-Widerstand als Pr¨ufling bestimmt werden; die Kalibrierungsmessung sollte wegen der parasit¨aren Elemente des Widerstandes bei Frequenzen unter 1 MHz erfolgen. Entscheidend f¨ur einen geringen Messfehler beim Aufbau einer solchen Messeinrichtung ist, dass Eingangs- und Ausgangsmasche nur den Pr¨ufling selbst als gemeinsame Impedanz haben; die Anschlussl¨angen des Pr¨uflings m¨ussen so kurz wie m¨oglich sein, damit keine zus¨atzliche verkoppelnde Impedanz mitgemessen wird. Diese Bedingung ist bei dem vorgeschlagenen Layout ber¨ucksichtigt. Der wellenwiderstandsrichtige Abschluss durch das Eingangsnetzwerk k¨onnte auch mit einem handels¨ublichen D¨ampfungsglied oder einem sehr kurzen Anschluss des Pr¨uflings an den Sender erzeugt werden; der resultierende Innenwiderstand w¨are aber wesentlich niedriger; ohne die beiden Serienwiderst¨ande betr¨uge er 25 Ω. Durch die Frequenzabh¨angigkeit der Impedanz der im Bild 5.57 verwendeten Widerst¨ande entsteht zwar ein Fehler, Serienresonanzfrequenz und Resonanzwiderstand k¨onnen aber hinreichend genau bestimmt werden. Aus der Serienresonanz wird mit Kenntnis der Kapazit¨at (Istwert!) die parasit¨are Induktivit¨at LESL mit LESL =

1 4π 2 f 2

·C

bestimmt; der RESR ist die bei der Resonanzfrequenz gemessene Impedanz.

5.12 Messung der Leiterplattenimpedanz Mit der gleichen Messanordnung und dem gleichen Anpassnetzwerk wie im Bild 5.57 k¨onnen auch die Impedanzverl¨aufe von Leiterplatten gemessen werden. Hierbei ist wieder die Minimierung der verkoppelnden Impedanz zu ber¨ucksichtigen. Dies geschieht mit einer Zweitormessung (s. Bild 5.58) durch getrennte Anschl¨usse vom Generator und zum Empf¨anger; auf diese Weise bekommt die Schaltung getrennte Strom- und Span” nungspfade“. Die Impedanz der Zuleitungen zur Leiterplatte wird nicht mit der sehr kleinen Impedanz der Leiterplatte in Reihe gemessen, sondern in Reihe mit den 150 ΩWiderst¨anden. Sie geht deshalb nur stark reduziert in das Messergebnis als Fehler ein. Durch die Stromeinpr¨agung“ infolge des hohen Innenwiderstandes ist die gemessene ” Spannung der Impedanz der Leiterplatte proportional. Durch die unterschiedliche Lage von Sendereinspeisung und Abnahme f¨ur den Empf¨anger tritt ein kleiner, mit wachsender Frequenz zunehmender Fehler auf. Weiter muss eine leichte Zunahme der gemessenen Impedanz gegen¨uber der tats¨achlichen bei Frequenzen ab ca. 500 MHz infolge des Frequenzganges der 150 Ω-Widerst¨ande ber¨ucksichtigt werden. Der Vorteil dieser Messmethode liegt darin, dass die Eingangs- und Ausgangsankoppelschaltungen auch

5 Abblockung elektronischer Schaltungen

120

an gefertigte Leiterplatten adaptiert werden k¨onnen z. B. anstelle von zwei Abblockkondensatoren. Der Anschluss hat mit sehr kurzen Dr¨ahten – Drahtl¨ange < 1 mm – zu erfolgen.

TrackingGenerator

g q

b

150

Leiterplatte

q

150

q

q

150

b

150

g q

¨ Empfanger 50

Bild 5.58: Schaltung zur Messung der Impedanz der Leiterplatte; Einspeise- und Abnahmeort sollten nah beieinander liegen

Der Anschluss einer Leiterplatte in Eintortechnik nach Bild 5.59 sollte vermieden werden. Die Impedanz der Steckverbinder liegt in Reihe mit dem Messobjekt und kann das Messergebnis um mehrere 100 % verf¨alschen; ein SMA-Stecker z. B. kann durch eine L¨angsinduktivit¨at von etwa 1,2 nH modelliert werden. Die dadurch in Reihe mit der Messgr¨oße im Bereich von 0,1...1 Ω mitgemessene Impedanz betr¨agt bei 1 GHz etwa 7,5 Ω.

Sender

s 50Ω

¨ Empfanger 50Ω

LStecker s

Platine

Bild 5.59: Ung¨unstige Eintor-Schaltung zur Messung der Impedanz der Leiterplatte; die mitgemessenene Steckerl¨angsimpedanz verursacht einen hohen Messfehler bei hohen Frequenzen

Die Messung muss in dem gesamten interessierenden Frequenzbereich vorgenommen werden. Die Ergebnisse sollten in beiden Achsen logarithmisch dargestellt werden, damit sie den Ergebnissen der St¨orstrahlungsmessung in eben dieser Darstellung zugeordnet werden k¨onnen.

6

Masse- und Signalstrukturen

Die Masse in elektronischen Schaltungen ist ein Leiter oder Leitersystem mit zwei einander sich widersprechenden Aufgaben: 1. Potentialbezugsfunktion: Die Masse soll ein einheitliches Bezugspotential f¨ur alle Teile der Schaltung bereitstellen, damit jeweils eine Signalsenke das gleiche Signal empf¨angt, das die zugeh¨orige Signalquelle auch ausgesandt hat. 2. Potentialausgleichsfunktion: Die Masse wird als Leiter f¨ur Str¨ome genutzt, als R¨uckleiter f¨ur Signalstr¨ome und zur Ableitung systemfremder Str¨ome z. B. bei Netzfiltern und bei der Schirmung. Sie soll eigentlich das Entstehen unterschiedlicher Massepotentiale verhindern. Im Allgemeinen werden die Funktionen Potentialbezug“ und Potentialausgleich“ ver” ” mischt. Stromfluss auf der Masse schafft grunds¨atzlich die Gefahr von St¨orungen. Denn die Masse besitzt durch ihre r¨aumliche Ausdehnung eine oft nicht vernachl¨assigbare Impedanz. Sie weist deshalb, abh¨angig von diesen Masseimpedanzen und den durch sie fließenden Str¨omen, an verschiedenen Stellen unterschiedliche Potentiale auf und kann ihre Aufgabe, Bezugspotential bereit zu stellen, nur eingeschr¨ankt wahrnehmen. Im Folgenden wird untersucht, wie St¨orungen u¨ ber die Masse zustande kommen und wie sie durch Wahl einer geeigneten Massestruktur oder Signalstruktur vermieden werden k¨onnen. Diese Strukturen m¨ussen geplant werden. Wie gezeigt wird, werden nicht nur ¨ Verdrahtung, Leiterplattenlayout oder Konstruktion von EMV-Uberlegungen beeinflusst sondern in erheblicher Weise auch das Schaltungsdesign. Es hat deshalb keinen Sinn, eine Schaltung ohne diese Planung zu entwickeln. Die mit der Auswahl einer Schaltungs-, Signal- und Massestruktur verbundenen Probleme werden vorgestellt und diskutiert. Alle Str¨ome – auch St¨orstr¨ome – m¨ussen sich schließen. Als Werkzeuge bieten sich deshalb die im Kap. 4 dargestellten Verfahren an. Mit ihnen sollten grunds¨atzlich alle Maßnahmen auf ihre Wirksamkeit hin kontrolliert werden.

6.1

Reihenmassestruktur

Damit wir die St¨orungsmechanismen komplexer Schaltungsstrukturen erkennen und verstehen k¨onnen, wollen wir zun¨achst an Analogschaltungen mit einer speziellen Massestruktur allgemein analysieren, wie sich Stufen untereinander st¨oren k¨onnen. Einzelne

6 Masse- und Signalstrukturen

122

Stufen mit unsymmetrischer Signalstruktur (wie im Bild 6.1) sollen hintereinander geschaltet werden, derart dass die einzelnen Stufen der Schaltung jeweils nur von ihrer Vorstufe angesteuert werden und auch nur ihre Folgestufe ansteuern. b Ue

? b

V s s

b Bild 6.1: Struktur einer einzelnen Stufe

Ua ? b

Mit folgenden Voraussetzungen erhalten wir die in Bild 6.2 dargestellte Ersatzschaltung einer Struktur, die wir elementare Reihenmassestruktur nennen wollen: • die Masseanschl¨usse aller Bauelemente innerhalb jeder Stufe sind in der Stufe zu einem Sternpunkt zusammengefasst, • diese Sternpunkte werden der Reihe nach u¨ ber je eine Masseleitung (Impedanz der i-ten Stufe: Z Gi ) mit Masse verbunden, und • die Impedanzen der Masse zwischen den Stufen i und i + 1 sind mit Z Ki,(i+1) ber¨ucksichtigt. Die Wirkungen der Leitungsimpedanzen Z Gi und Z Ki,i+1 sind sehr unterschiedlich. Die Impedanz Z Gi der Leitung vom Massesternpunkt der Stufe i zur Masse verkoppelt nur Eingangs- und Ausgangsmasche dieser Stufe. Ob sich eine solche Verkopplung st¨orend auswirkt, kann ohne Ber¨ucksichtigung der u¨ brigen Schaltung ermittelt werden; die St¨orung betrifft allein diese Stufe1 . b

E b 

1  s I 1,2

IE
Z Ke

2  s I 2,3

n 3   s I s IA 3,4 I (n−1),(n)

b




  rZ G1 rZ G2 rZ G3 rZ Gn bA Z K1,2 Z K2,3 Z K3,4 Z K(n−1),(n) Z Ka U AE

Bild 6.2: Schaltung mehrerer Stufen in einer elementaren Reihenmassestruktur“ ”

Auf der Masse zwischen den Stufen i und i + 1 mit der Impedanz Z Ki,(i+1) fließt nur der Signalstrom zwischen diesen beiden Stufen. Ebenso durchfließt die Eingangs- und Ausgangsmasseklemmen der Schaltung nur der zugeh¨orige Eingangs- bzw. Ausgangsstrom. 1

Schneidet man die Stufe aus der Schaltung heraus, kann man sie z.B. mit einem Simulationsprogramm untersuchen, ohne Werte der u¨ brigen Schaltung zu kennen. Es wird vorausgesetzt, dass die Impedanzen Z Gi die durch sie fließenden Signalstr¨ome praktisch nicht beeinflussen, da die u¨ brigen Impedanzen in den zugeh¨origen Signalschleifen sehr viel gr¨oßer sind.

6.1 Reihenmassestruktur

123

An den Impedanzen Z Ki,(i+1) der Teilmassen zwischen den Stufen entstehen durch die einzelnen Signalstr¨ome Spannungsabf¨alle. Sie ver¨andern die Bezugspotentiale auf der Masse und summieren sich zu der Spannung U AE zwischen den Eingangs- und Ausgangsmasseklemmen auf. Dies bleibt ohne st¨orende Folgen, solange die Eingangs- und Ausgangsmasseklemmen nicht noch u¨ ber einen anderen Pfad in Verbindung stehen. Andernfalls fließen die Signalstr¨ome nicht nur u¨ ber die zugeh¨orige Impedanz Z Ki,(i+1) zur Quelle zur¨uck, sondern auch u¨ ber den anderen Pfad. Wie die Stromanalyse im Bild 6.3 zeigt, sind dann prinzipiell alle von der Masseschleife ber¨uhrten Stufen u¨ ber sie miteinander verkoppelt. b

E b

1 s

2 s

3 s

n s

b


r


r


r


r

bA






Bild 6.3: Schaltung mit einer elementaren Reihenstruktur“ und einer zweiten Masseverbindung ”

Die zweite Masseverbindung kommt h¨aufig durch den Anschluss einer zweiten Schaltung mit einer Reihenmassestruktur zustande (Bild 6.4). In der Praxis kann man das manchmal beobachten, wenn beim Zusammenschalten zweier Baugruppen oder Ger¨ate, die beide allein einwandfrei funktionieren, St¨orungen auftreten.

b

b

1 s

2 s

3 s

n s

b

r


r


r


r

b



b



b

 s

s

r


r




Bild 6.4: Masseschleife aus zwei Schaltungen mit Reihenmassestruktur

Wir k¨onnen die erhaltenen Erkenntnisse verallgemeinern, indem wir im Bild 6.2 die Bl¨ocke, die zun¨achst als Stufen einer Schaltung angenommen wurden, auch als Baugruppen oder sogar Ger¨ate verstehen.

6 Masse- und Signalstrukturen

124

Die meisten Schaltungen weisen aufgrund von Zuf¨alligkeiten beim Aufbau die Struktur einer Reihenmasse auf, die aber nicht elementar ist, da sie nicht den anfangs gemachten Voraussetzungen gen¨ugt. Damit werden schon die innerhalb dieser Schaltungen entstehenden Verkopplungen un¨ubersichtlich.

6.2 Masseschleifen Masseschleifen entstehen zwangsl¨aufig dann, wenn zwei r¨aumlich auseinanderliegende Punkte einer Masse mehr als eine Verbindung miteinander haben. Spannungen, die – auf welchem Wege auch immer – in eine solche Schleife eingekoppelt werden, treiben in ihr einen Strom. Masseschleifen sind, allgemein betrachtet, ein Stromkreis mit einer St¨orquelle und einer Schaltung als St¨orsenke. Die St¨orquelle liegt außerhalb der ¨ betrachteten St¨orsenke. Ihre Spannungsh¨ohe ist f¨ur qualitative Uberlegungen, die wir im Folgenden ausschließlich anstellen werden, ohne Belang. Allein mit der Annahme einer St¨orquelle in einer solchen Masseschleife ist die Verkopplung einer Schaltung mit der Umgebung ber¨ucksichtigt und modellierbar. Ob diese Quellen derselben Baugruppe angeh¨oren, zu der auch die St¨orsenke geh¨ort (sogen. innere EMV“), oder ob sie au” ßerhalb dieser Baugruppe liegen (sogen. a¨ ußere EMV“), ist f¨ur den Mechanismus der ” St¨oreinkopplung gleichg¨ultig. Deshalb ist die gern angestellte Unterscheidung in innere und a¨ ußere EMV eher verwirrend als hilfreich; denn derselbe Koppelmechanismus ist f¨ur beide zust¨andig. Schaltung

Die St¨ord¨ampfung betr¨agt:

r M1

U St¨orsenke ZK









U St¨orquelle ast¨or = 20 · log U St¨orsenke

r M2

Z + ZK = 20 · log E ZK 

ZE n -



Z = 20 · log E + 1 ZK

(6.1)

U St¨orquelle Bild 6.5: Einfluss einer Masseschleife auf eine Schaltung mit Reihenmassestruktur

Im Bild 6.5 ist als St¨orsenke in einer Masseschleife eine Schaltung mit einer Reihenmassestruktur angenommen. Die Impedanz Z K ist die Koppelimpedanz, u¨ ber die eine St¨orung in die St¨orsenke eingekoppelt wird. Eine in der Masseschleife sich befindende

6.3 Entkopplungsmethoden

125

St¨orung kann prinzipiell durch eine Spannungsquelle (U St¨orquelle ) dargestellt werden. Dies deckt sowohl den Fall ab, dass ihre Innenimpedanz Z E klein ist und nur durch Leitungsl¨angsimpedanzen der Masseschleife gebildet wird, als auch den Fall, dass die St¨orung hochohmig z. B. kapazitiv aus einer Quelle mit hoher Spannung eingekoppelt wird. U St¨orsenke ist der an Z K auftretende Anteil dieser St¨orspannung; sie erscheint als Potentialunterschied der Massepunkte M1 und M2. Ursachen f¨ur die angenommene St¨orspannungsquelle k¨onnen z. B. sein: • eine weitere Schaltung mit einer Reihenmassestruktur und einem Spannungsabfall u¨ ber ihrer Masseimpedanz (s. Bild 6.4), • Spannungsabf¨alle auf Leitungen infolge hohe Str¨ome oder ein die Masseschleife durchsetzender, sich zeitlich a¨ ndernder magnetischer Fluss außerhalb der betrachteten Baugruppe oder des Ger¨ates liegender St¨orquellen (z. B. Netzst¨orungen durch Blitzeinschlag oder geschaltete hohe induktive Lasten oder elektrostatische Entladungen). Die Impedanz Z K hat verkoppelnde Wirkung, Z E dagegen d¨ampfende, entkoppelnde. Die St¨ord¨ampfung kann nach Gl. 6.1 erh¨oht werden, indem • Z K verkleinert oder • Z E vergr¨oßert wird. Welche der beiden Maßnahmen effektiver sein wird, richtet sich auch nach der H¨ohe von Z E . Ist Z E schon hoch, muss die zur Erh¨ohung zus¨atzlich eingef¨ugte Impedanz auch entsprechend hoch sein. Masseschleifen in Analogschaltungen sollten insbesondere bei hohem geforderten St¨orabstand sorgf¨altig analysiert werden. Bei Digitalschaltungen liegen die Verh¨altnisse etwas anders (Abschn. 7.8). Die Verkopplung mit der Umgebung wird bei analogen und digitalen Baugruppen aber in gleicher Weise mit einer Modellierung nach Bild 6.5 analysiert und behandelt.

6.3

Entkopplungsmethoden

Die St¨ord¨ampfung in Masseschleifen wird durch Anwenden der im Folgenden beschriebenen Entkopplungsmethoden“ erh¨oht. Entkopplungsmethoden basieren auf der An” wendung einer geeigneten Masse- oder Signalstruktur: 1. Eine Verbesserung der Massestruktur wird erreicht durch: • Verringerung der Koppelimpedanz Z K , • Erh¨ohung der Impedanz Z E der Masseschleife oder • geeigneten Massebezug.

6 Masse- und Signalstrukturen

126

2. Eine geeignete Signalstruktur findet man durch Anwendung des folgenden allgemeinen Prinzips: Nutz- und St¨orsignal m¨ussen sich durch bestimmte Parameter (physikalische Gr¨oße, Frequenzbereich, Modulationsart usw.) unterscheiden, derart dass eine Schaltung sie trennen kann. Die Entkopplungsmethoden sind in der Tabelle 6.1 aufgelistet und im Folgenden genauer beschrieben. Infolge der begrenzten Wirkung der einzelnen Entkopplungsmethoden m¨ussen h¨aufig mehrere dieser Methoden in geeigneter Weise kombiniert werden. Entkopplung durch eine geeignete Massestruktur

Signalstruktur

Vermaschung

Symmetrische Struktur

Sternstruktur (Sternbaum, Bypass)

Spannungs- oder Stromubertragung ¨

Galvanische Trennung

Filter

Differenzbildung

Modulation

Stromkompensierte Drossel

Korrelation

Schutzleiterdrossel

Digitalisierung

Getrenntes Potentialbezugssystem

Kodierung ¨ Ubertragungsprotokoll

Tabelle 6.1: Zusammenstellung der Entkopplungsmethoden

6.3.1

Vermaschung

Die Verkopplung kann nach Gl. 6.1 (s. S. 124) durch Verringerung der Koppelimpedanz Z K (Bild 6.5) reduziert werden. Eine Querschnittsvergr¨oßerung verkleinert den Widerstandsbelag, eine Verbreiterung eines Leiters verringert dessen Induktivit¨atsbelag (s. Abschn. 2.8.1 und Bild 2.23, S. 26). Die Wirkung einer Leiterverbreiterung kann auch durch mehrere nebeneinander liegende parallel geschaltete Leiter – und damit ihrer Induktivit¨aten – erreicht werden. Immer, wenn man Str¨omen von verteilten Quellen einen Pfad zu je einer oder mehreren Senken auf der Masse erm¨oglichen muss, bietet sich eine Vernetzung an. Auf Leiterplatten mit digitalen Schaltungen muss f¨ur die hochfrequenten Anteile der vielen Signalstr¨ome ein R¨uckweg auf der Masse nahe beim Hinleiter sichergestellt sein, um induktive Kopplung oder Strahlungskopplung mit der Umgebung zu vermeiden (s. auch Abschn. 7.3.3). Hier bietet sich die Vermaschung entweder mit Einzelleitern (s. Beispiel Abschn. 5.8) oder durch Verwendung einer durchgehenden Masselage (s. Abschn. 5.10) an. Mit dieser Maßmahme wird auch die Koppelimpedanz ZK reduziert. Signal- und

6.3 Entkopplungsmethoden

127

St¨orstr¨ome verursachen niedrigere Spannungsabf¨alle. Die Koppelimpedanz wird nicht null; eine m¨ogliche Impedanzkopplung ist nicht beseitigt aber verringert. ¨ Ahnlich geht man bei der Vermischung von Netzen (z. B. des Energieversorgungsnetzes und des Telekommunikationsnetzes oder eines Rechnerdatennetzes) vor. In B¨urotrakten sind viele Rechner u¨ ber das Energieversorgungsnetz und ein Datennetz miteinander verbunden. An den Anschlussstellen der einzelnen Rechner besitzen beide Netze im Allg. unterschiedliche Massepotentiale. Diese Potentialdifferenzen w¨urden als St¨orung in die Rechner eingekoppelt (s. Abschn. 7.4). Durch Auflegen des Schirms des Datenkabels auf den Schutzleiter an jeder Abnahmestelle erzwingt man diese Potentialdifferenz dort zu null. Es muss allerdings sichergestellt sein, dass die dadurch u¨ ber die Schirme der Datenleitungen fließenden Ausgleichstr¨ome klein genug sind. Vermaschte Fl¨achenleiter k¨onnen f¨ur Geb¨aude durch die Stahlarmierung bei Stahlbeton erreicht werden, sofern die einzelnen Baustahlmatten hinreichend oft, elektrisch und mechanisch sicher und dauerhaft verbunden sind.

6.3.2

Sternstruktur

Wird die Schaltung aus Bild 6.2 so optimiert, dass alle Z Ki,(i+1) zu null werden, entsteht eine Sternstruktur der Masse. Die Masseverbindungen aller Stufen laufen sternf¨ormig an einem gemeinsamen Verbindungspunkt, dem Sternpunkt, zusammen (Bild 6.6). Sie werden dadurch i. Allg. l¨anger und ihre Impedanzen Z Gi entsprechend gr¨oßer als bei der urspr¨unglichen Struktur. Ob die sich daraus ergebende h¨ohere Verkopplung der Eingangsund Ausgangsmaschen der einzelnen Stufen zu St¨orungen (z. B. Schwingneigung) f¨uhren kann, muss im Einzelfall untersucht werden. Da jeweils nur zwei Maschen verkoppelt werden, bleiben die Verh¨altnisse u¨ bersichtlich. Da alle Z Ki,(i+1) zwischen den Stufen 1...n null sind, k¨onnen u¨ ber sie keine St¨orungen von außerhalb der gezeichneten Schaltung in die zugeh¨origen Signalmaschen eingekoppelt werden. Schließt sich eine Masseschleife u¨ ber die nach außen f¨uhrenden Masseanschl¨usse, so sind allerdings die Eingangs- und Ausgangsmaschen miteinander und mit der Umgebung verkoppelt. Die davon ausgehende Wirkung muss getrennt untersucht und behandelt werden. Dass die verkoppelnde Masseimpedanz zwischen den Stufen einer Sternstruktur null ist, ist ein entscheidender Vorteil dieser Struktur. c

c

1

2

3

n

............. ....... ... ....... ............. ....... ........... ....... ............. ... ........... ........ ............. ........... ... ............. ....... ........... . . . . ............. . . . . . . . . . . . . ... .... ............. ........... ............. .............. .... ........... ............. ....... ........... ............. ....... ... ................... .. ..................... ..............

r

E

c

c

A Bild 6.6: Schaltung mehrerer Stufen in Sternstruktur

6 Masse- und Signalstrukturen

128

Sternbaumstruktur: Eine Sternstruktur kann sich wegen der Impedanzen Z Gi nicht unbegrenzt ausdehnen. H¨aufig werden deshalb als Ausweg B¨aume von Sternstrukturen gebildet. Bild 6.7 zeigt eine Schaltung mit einer solchen Struktur, in die beispielhaft zwei weitere unterschiedliche Verbindungen (Signal- oder Versorgungsverbindungen) eingezeichnet wurden. Die Masse stellt den R¨uckleiter dar. Die Massen der Stufen 1...9 sind hier willk¨urlich in drei Gruppen zu je drei Stufen mit einem Sternpunkt (2. Sternpunktebene) zusammengefasst und diese wieder zu einem weiteren Sternpunkt (3. Sternpunktebene). Die Stufen bilden nur dann eine Sternpunktstruktur wie im Bild 6.6, wenn durch die Impedanzen Z Gi keine anderen Str¨ome als Ein- und Ausgangsstrom der i-ten Stufe fließen (wie hier bei den Stufen 1...3). Bei den anderen dargestellten F¨allen fließen dort auch Str¨ome der weiteren eingezeichneten Maschen und k¨onnen St¨orungen einbringen; die Stromanalyse macht sie sichtbar. Bei Verbindungen zwischen den Gruppen (rechte Verbindung) bilden sogar die Impedanzen der Masse zwischen den Sternpunktebenen 2 und 3 eine weitere Koppelimpedanz. Dies wird sofort deutlich, wenn man auch eine Verbindung (z. B. zwischen den Stufen 3 und 4) ann¨ahme. Damit solche Verkopplungen in ihren Auswirkungen unbedeutend bleiben, m¨ussen die durch sie eingebrachten Spannungsabf¨alle hinreichend klein sein, durch symmetrische Verbindungen kompensiert oder durch Strom¨ubertragung unwirksam gemacht werden. Dies ist beim Aufbau einer solchen Struktur zu bedenken. Wenn Leitungsimpedanzen zwischen den Sternpunktebenen als entkoppelnde und nicht als verkoppelnde Impedanzen wirken (Beispiel s. Bild 8.28), sind sie von Vorteil. Eine Sternbaumstruktur entsteht automatisch, wenn z. B. mehrere Leiterplatten zu einem Ger¨at zusammengeschaltet werden (Beispiele s. Abschnitte 8.12 und 8.13). Signal- oder Versorgungsleitungen

r

1

2

3

.. .... .... .... .... .... .... ....... ...... .... .... .... .... .... .... .... ... .. .. .. .. ... .. ... ... ... ... . . . 5 7 4... ..6. ...8 .. .. . ... ... .. ... . . ... .. ... . .. . ... . ... . .. . ... .. ... .. ... ... .... . . . . ... . .. .. .... .. . . . . .. .... .. .... .... .... .. .. . .... .... .. .... ...

s s s s s s s s @ @ @ @ @ @ @s @s @s H  HH  HH  H  HHs  

9

s

Schaltungen mit der 1. Sternpunktebene 2. Sternpunktebene

3. Sternpunktebene

Bild 6.7: Die h¨aufig angewandte Sternbaumstruktur l¨ost das entscheidende Problem der Massepotentialunterschiede nur begrenzt

Bypass: Ebenso eine Sonderform der Sternstruktur ist der Bypass“. Reihenmasse” strukturen sind allgemein – wie die elementare – empfindlich gegen¨uber von außen eingepr¨agten St¨orstr¨omen, die durch die Schaltungsmasse hindurchfließen, wie die Stromanalyse im Bild 6.8 (oben) zeigt. Umgekehrt exportiert diese Struktur den Spannungsab-

6.3 Entkopplungsmethoden

c

E c

129

1

2

3

n


 r


 r


 r




c

E c r  

r

U st¨or m



c

cA


1

2

3

n


 r


 r


 r




c

cA U st¨or m




Bild 6.8: Verkopplung einer Schaltung mit Reihenmassestruktur mit der Umgebung (oben) und Behebung der Kopplung durch einen Bypass“ (unten) ”

fall auf der Masse als St¨orung in die Umgebung. Dies kann man umgehen, indem man den Ausgangsmasseanschluss direkt mit dem Eingangsmassepunkt verbindet (Bild 6.8, unten). Eingangs-, Ausgangs- und Schaltungsmasse sind an diesem Sternpunkt verbunden. Ein von außen eingepr¨agter St¨orstrom fließt nun an der Masse der Schaltung vorbei; die Stromanalyse zeigt, dass die Schaltung nun nicht mehr vom Spannungsabfall auf der Masse zwischen den Punkten E und A gest¨ort wird und auch selbst keine St¨orungen mehr exportiert. Dieser Vorteil wird erkauft mit einem Fehler der Ausgangsspannung: sie ist, bezogen auf den Punkt A, um die Spannungsabf¨alle auf beiden Massen falsch: ¨ einem systemeigenen Anteil und einem Anteil von Ust¨or . Ahnlich w¨urde es sich verhalten, wenn statt des Eingangsmassepunktes als Sternpunkt der Ausgangsmassepunkt gew¨ahlt w¨urde; dann w¨are die Eingangsspannung verf¨alscht, was bei Analogschaltungen wegen ihrer Signalverst¨arkung zu einem schlechteren St¨orabstand als im ersten Fall f¨uhrt. Bei Digitalschaltungen w¨are die Lage der Masseverbindung egal, geht man von gleichem St¨orabstand aller Stufen, auch der von dieser Baugruppe angesteuerten, aus. Der unbestreitbare Vorteil dieser Massestruktur gegen¨uber einer Reihenmassestruktur ist, dass etwa bei einer zeitweise auftretenden hohen St¨orung Ust¨or zwar die Ein- und Ausgangssignale, nicht aber die Schaltung selbst (z. B. eine Mikroprozessorsteuerung in ihrem zeitlichen Prozessablauf) gest¨ort wird. Die dargestellten Fehler (hier der Aus-

6 Masse- und Signalstrukturen

130

gangsspannung) erfordern, die Impedanz beider Massen – der Bypassmasse zwischen den Punkten E und A und die der Baugruppenmasse – m¨oglichst klein zu gestalten.

6.3.3

Galvanische Trennung

Eine galvanische Trennung kann durch Relais oder eine Kopplung der Stufen u¨ ber Kondensatoren in der Masse- und Signalleitung oder Transformatoren, DC-DC-Wandler, Optokoppler (Bild 6.9), Lichtwellenleiter oder eine Funk¨ubertragung vorgenommen werden. Mit allen diesen Maßnahmen wird zwischen die getrennten Schaltungsteile mit dem sehr hohen Isolationswiderstand eine sehr hohe Masseimpedanz mit entkoppelnder Wirkung eingef¨ugt. Die Massepotentiale k¨onnen, abh¨angig von der Isolationsspannung, in sehr weiten Bereichen unterschiedlich sein. Die erreichbare Gleichtaktunterdr¨uckung dieser Trennung ist bei tiefen Frequenzen sehr hoch. Die Impedanz Z E nimmt allerdings infolge der Koppelkapazit¨at (s. Bild 6.9) mit wachsender Frequenz ab, so dass die galvanische Trennung Hochpasscharakter aufweist. Dieser Effekt wird h¨aufig untersch¨atzt! Z.B. k¨onnen hochfrequente Anteile netzgef¨uhrter St¨orungen durch Netztransformatoren kaum ged¨ampft werden; bei Kleintransformatoren liegen die Grenzfrequenzen f¨ur Gleichtaktsignale im Bereich von ca. 500 kHz bis 3 MHz, abh¨angig vom Aufbau. Mit einer Schirmwicklung2 kann die Koppelkapazit¨at verringert werden3 , die Schirmwicklung selbst und ihr Masseanschluss sind impedanzarm auszuf¨uhren. Die Wirkung ist mit der Stromanalyse zu kontrollieren. b b MQ

b r q

r U st¨or j

q

b

b b

DC-DC Wandler MrQ

b

b

b

b

Opto-Koppler .........

MrE



~

b b

ME

Signalquelle Signalsenke Bild 6.9: Galvanische Trennung mit Transformator (beispielhaft in einer Masseschleife), DCDC-Wandler und Optokoppler und Koppelkapazit¨at zwischen den getrennten Massen

2

Dies ist eine einseitig mit Masse verbundene Wicklung aus einer Lage gewickelten Drahtes oder Folie als Schirm zwischen den zu entkoppelnden Wicklungen, z. B. zwischen Prim¨ar- und Sekund¨arwicklung. Bei Schaltnetzteilen mit hoher Schaltfrequenz und einer Wicklung von wenigen Windungen kann man durch Verwendung eines geschirmten Kabels f¨ur diese Wicklung eine sehr effektive Schirmung erreichen. Die Wicklung darf nicht kurzgeschlossen sein! 3 Meist ist die mit einer Schirmwicklung erreichbare Verbesserung der EMV durch andere Maßnahmen billiger und h¨aufig besser zu verwirklichen. Es sollte also hinterfragt werden, ob der vergleichsweise sehr hohe Kostenaufwand f¨ur eine Schirmwicklung gerechtfertigt ist.

6.3 Entkopplungsmethoden

131

¨ Uber galvanisch getrennte Netzteile – auch u¨ ber DC-DC-Wandler (!) – k¨onnen sich immer noch Masseschleifen hochfrequent schließen. Vermeintlich entkoppelte von ihnen versorgte Schaltungen sind damit immer noch verkoppelt. Die Koppelkapazit¨aten dieser Netzteile sollten bestimmt werden. Auch bei Optokopplern ist die Wirkung der Koppelkapazit¨at zu u¨ berpr¨ufen. H¨aufig wird der durch den Aufwand der galvanischen Trennung erreichte Vorteil durch ein Layout mit einer hohen Kapazit¨at zwischen den getrennten Massen wieder zunichte gemacht. Nur mit optischer Signal¨ubertragung u¨ ber l¨angere Lichtwellenleiter oder eine Funk¨ubertragung kann eine optimale Entkopplung erreicht werden.

6.3.4

Differenzbildung

Ein definiertes Bezugspotential kann, streng genommen, nur f¨ur einen einzigen Punkt der Masse definiert werden, da Str¨ome auf der Masse nicht vollst¨andig ausgeschlossen werden k¨onnen. Man kann jeder Stufe einer Schaltung, jeder Baugruppe, jedem Ger¨at oder jeder Anlage einen solchen Bezugspotentialpunkt zuweisen. Bei Signalverbindungen zwischen zwei Schaltungen mit solchen Potentialbezugspunkten muss immer mit einer st¨orenden Potentialdifferenz zwischen diesen beiden Punkten gerechnet werden. Signalquelle H H H H H H H H c H H         

Signalsenke c

c

R1

r

uQ c

v

MQ Mit

? c

ust¨or 

r

R2 R2 = R1 R1

c

 wird

uE = −

R1

r

R2 H – H H H H H H H H H         +   R2

r

c

v

uE ? c

r

ME

R2 R2 · ((uQ + ust¨or ) − ust¨or ) = − · uQ R1 R1

Bild 6.10: Kompensation der Fehlerspannung durch Differenzbildung mit Hilfe einer Operationsverst¨arkerschaltung

Dieser Fehler wird mit der Schaltung im Bild 6.10 herausgerechnet. Zwischen den Massebezugspunkten von Signalquelle und Signalsenke MQ bzw. ME wird die Fehlerspannung ust¨or angenommen. Die Ausgangsspannung der Signalquelle uQ bezieht sich auf das Massepotential von MQ . Die Signalsenke sieht sie aber gegen das Potential von

6 Masse- und Signalstrukturen

132

ME , also um die St¨orspannung falsch. Verwendet man als Empf¨anger eine differenzbildende Schaltung – wie im Bild 6.10 einen differenzbildenden Verst¨arker –, die vom verf¨alschten Nutzsignal die Fehlerspannung wieder abzieht, also nur die Potentialdifferenz zwischen den beiden Eingangsklemmen verst¨arkt, so ist das Ausgangssignal uE des Empf¨angers fehlerfrei – bezogen auf ME ! Mit Einf¨ugen der gegen¨uber der Mas  seimpedanz sehr hohen Widerst¨ande R1 und R2 in die dick gezeichnete Masseschleife wird außerdem der St¨orstrom in der Masseschleife praktisch zu null gemacht. Fehler der vier Widerst¨ande bewirken allerdings eine Gleichtakt-Gegentakt-Konversion der pseu¨ dosymmetrischen Ubertragung (s. auch Abschn. 2.5). Anstelle des beschalteten Operationsverst¨arkers kann auch ein fertig beschalteter Differenzverst¨arker (Instrumentation-Amplifier) verwendet werden (Bild 6.11). Er bildet ebenso die Differenz und bricht mit seinen hochohmigen Eing¨angen die Masseschleife auf. Von dieser M¨oglichkeit kann auch bei AD-Umsetzern (z. B. in Prozessoren) Gebrauch gemacht werden, wenn deren Eing¨ange differenzbildend geschaltet werden. Signalquelle H HH H H H H H c H H         

Signalsenke c

c uQ

c

v

MQ

r

? c

c ust¨or  

H +H H H H H H H H H        −  v

r

c uE ? c

ME

¨ Bild 6.11: Unsymmetrische, fehlerfreie Ubertragung mit einem differenzbildenden Empf¨anger (z. B. Instrumentation-Amplifier)

6.3.5

Stromkompensierte Drossel (Gleichtaktdrossel)

Werden Hin- und R¨uckleiter eines Leitungssystems bifilar auf einen Kern zu einer Spule aufgewickelt, so kann ein Gegentaktsignal, f¨ur das die Stromsumme beider Leiter entsprechend Bild 6.12 null ergibt, diesen Kern nicht magnetisieren. F¨ur ein Gleichtaktsignal jedoch ist die Stromsumme nicht null; hierf¨ur stellt dieses Bauelement eine Induktivit¨at dar. Tritt der Signalstrom als Gegentaktsignal und der St¨orstrom in einer Masseschleife als Gleichtaktsignal auf (Bild 6.13), so ist die Gleichtaktdrossel f¨ur das Nutzsignal nicht wirksam. Der unerw¨unschte Massestrom (I CM ) kann mit ihr entsprechend der Erh¨ohung

6.3 Entkopplungsmethoden

133

... . . . . . . . . . . . . . . . . ........ ... . . . . . . . . . . . . . . . . .............................

........ ................... ........ ............ ..... ........ .. .................................... ....... ................ . .. .. Gleichtakt- . . .. . . Gegentakt. . ... ... ..... ... .. .. signal .. signal ...... . .. ..... .. . .. .......... ............. .........................................................

Bild 6.12: Stromkompensierte Drossel oder Gleichtaktdrossel

der Impedanz der Masseschleife ged¨ampft werden. Die Impedanz von Masseschleifen ist h¨aufig sehr klein; dann kann schon mit relativ kleinen zus¨atzlichen Impedanzen ein guter Effekt erreicht werden. Bei sehr vielen Windungen kann es durch die Wicklungskapazit¨at zur Beeinflussung des Gegentaktsignales kommen. Zi US

Bild 6.13: Wirkung einer Gleichtaktdrossel

  ?

c

I DM

c

ZL c

r

I DM I CM   -

c

r

U st¨or

Dass die Gegentaktstr¨ome sich kompensieren – daher der Name Stromkompensierte ” Drossel“ –, den Kern also nicht magnetisieren k¨onnen, ist besonders bei hohen GegentaktBetriebsstr¨omen und niedrigeren Gleichtaktst¨orstr¨omen von großer Bedeutung: Zwar muss der Drahtquerschnitt f¨ur den hohen Betriebstrom dimensioniert werden, nicht aber der Kern. Da der Kern nur durch das kleinere Gleichtaktsignal magnetisiert wird, sind mit einer Gleichtaktdrossel gegen¨uber einer einfachen Drossel bei gleicher Kerngr¨oße sehr viel h¨ohere Induktivit¨aten zu erreichen. Durch die transformatorische Wirkung der Drossel wird – im Gegensatz zu einer einfachen in die Masse geschalteten Drossel – der Einfluss der Spannung zwischen den Massepunkten M1 und M2 im Bild 6.14 (links) auf den Signalkreis durch Differenzbildung unterdr¨uckt. Voraussetzung f¨ur diese Wirkung ist, dass der Frequenzbereich der zu unterdr¨uckenden St¨orsignale unterhalb der Grenzfrequenz des Kerns der Drossel (s. Abschn. 2.8.4) liegt. Das Ersatzschaltbild (Bild 6.14, links) macht deutlich, dass f¨ur diesen Fall die Eingangssignalspannung, idealisierte Verh¨altnisse4 angenommen, gleich der Ausgangsspannung ist, obwohl beide Massepunkte unterschiedliche Potentiale besitzen. Das heißt: das Nutzsignal erscheint vor und hinter der Drossel, auf das jeweils dort herrschende Massepotential bezogen, richtig. Im Bereich der Grenzfrequenz des Kerns nehmen Selbst- und Gegeninduktivit¨at – und damit die transformatorische Wirkung des Kerns – ab und die Verluste zun¨achst zu (s. Bild 2.32, S. 31). Der Gleichtaktstrom in einer Masseschleife wird auch durch diese Verlustwiderst¨ande (Bild 6.14 rechts) ged¨ampft. Die Spannungsabf¨alle an beiden Widerst¨anden kompensieren sich nur 4

μr → ∞, μr = 0 und beliebig gute Kopplung der Spulen.

6 Masse- und Signalstrukturen

134

U st¨or

-

c

US M1

c

US

? c

-

? c

M2

M1

c

c

c

c

M2

U st¨or Bild 6.14: Ersatzschaltbild der Gleichtaktdrossel f¨ur Gleichtaktsignale unterhalb (links) und oberhalb (rechts) der Grenzfrequenz des Kerns

dann vollst¨andig, wenn der St¨orstrom ein reiner Gleichtaktstrom ist, sich also zu gleichen Teilen auf beide Leiter aufteilt. In diesem Frequenzbereich wirkt die Drossel auch f¨ur Gegentaktstr¨ome d¨ampfend, was sich kaum auswirken wird, da die Signalmasche in der Regel h¨oherimpedant als die Masseschleife ist. Zi US

c

n ?

I DM

c

ZL c

r

I DM

r

Z BP

c

r

Bild 6.15: Symmetrierende Wirkung einer Gleichtaktdrossel

Bild 6.15 zeigt eine weitere Wirkung der Gleichtaktdrossel: Sie symmetriert Str¨ome. Ohne sie w¨urde sich der Signalstrom auf beide Massepfade aufteilen. Die Gleichtaktdrossel f¨ordert u¨ ber ihre transformatorische Wirkung, dass der Signalstrom als Gegentaktsignal, also auch zur¨uck durch die Drossel, fließen muss (eine Anwendung dazu s. auch Abschn. 8.16). Die Gleichtaktdrossel kann auch f¨ur Mehrleitersysteme verwendet werden, wenn alle Leiter des Systems in der oben beschriebenen Weise auf denselben Kern gewickelt werden. Eine solche Drossel mit einer einzigen Windung erreicht man z. B., indem man um ein Mehrleiterkabel einen Ferritkern (z. B. einen Klappkern) legt. Ist die Induktivit¨at der Gleichtaktdrossel mit einer – h¨aufig nicht erkannten – Kapazit¨at (CS , s. Bild 6.16) in Reihe geschaltet, bildet sie mit dieser einen Serienschwingkreis. Bei der Resonanzfrequenz hat sie dann keine oder eine gegenteilige Wirkung. Ein typischer Fall daf¨ur sind Gleichtaktdrosseln in Netzfiltern; der Netztrafo stellt f¨ur das Gleichtaktsignal eine solche Kapazit¨at dar (s. Abschn. 2.8.6).

6.3 Entkopplungsmethoden

135

Parallel zur Induktivit¨at liegende Anschluss- und Wicklungskapazit¨aten (CP , s. Bild 6.16) begrenzen die Wirksamkeit bei hohen Frequenzen. Durch geschickte Dimensionierung (L) und geschickten Aufbau (CP ) kann man mit der Gleichtaktdrossel die St¨orwirkung in einem erheblichen Frequenzbereich unterdr¨ucken.

↑ Z

CP

.. ...... ... .... . . . ..... ........... .... ....... ........... ........ ....... ........... L . . . . . . .......... . . ......... . . . . . . .......... . . ........ . . . . . . ........... . . ..... . . . ........... .... .... ........... ... ... ........... ... . .... .....

q

q

CS

f −→ Bild 6.16: Begrenzung der Wirkung einer Gleichtaktdrossel durch parasit¨are Kapazit¨aten

Die Wirkung einer Gleichtaktdrossel ist sehr komplex. Deshalb f¨uhrt ein Herumprobie” ren“ kaum zum gew¨unschten Ergebnis. Die beschriebenen Wirkungen sollten sehr genau bedacht werden, damit sich der angestrebte Erfolg einstellt. Wesentliche Gr¨oßen sind die Grenzfrequenz des Kerns und die a¨ ußere Impedanz Z E der Masseschleife (Bild 6.5). Gleichtaktdrosseln sind h¨aufig das letzte Mittel, um Schaltungen mit einer schlechten Masse- und Signalstruktur zu retten. Bei der Beurteilung unbekannter Schaltungen kann ihre h¨aufige Verwendung ein Hinweis auf solch eine schlechte Struktur sein.

6.3.6

Schutzleiterdrossel

Aus Gr¨unden des Personenschutzes m¨ussen die Massen von Schaltungsteilen oder Ger¨aten h¨aufig geerdet werden. Dies f¨uhrt beim Zusammenschalten mehrerer solcher Schaltungsteile zu Masseschleifen. Man kann durch Einf¨ugen einer sogen. Schutzleiterdrossel in die Erdungsleitung (Schutzleiter) die Wirkung der Masseschleife f¨ur hohe Frequenzen d¨ampfen. Die Drossel muss die Bedingungen f¨ur den Personenschutz einhalten, also im Bereich der Netzfrequenz hinreichend niederohmig sein und im Fehlerfall das Abschal¨ ten der Sicherung gew¨ahrleisten (Leiterquerschnitt). Ahnlich wie die Gleichtaktdrossel kann sie mit einer – vielleicht nicht erkannten – in Reihe liegenden Kapazit¨at eine Serienresonanz bilden, bei der sie nicht mehr wirksam ist. Eine parasit¨are Parallelkapazit¨at zur Drossel f¨uhrt zu einer Parallelresonanz, so dass sich prinzipiell ein Frequenzgang der Impedanz wie im Bild 6.16 ergibt.

6 Masse- und Signalstrukturen

136

Die Anwendung einer Schutzleiterdrossel zeigt Bild 6.17. Am Geh¨ause der LeistungsEndtransistoren eines Verst¨arkers kann das Ausgangssignal liegen, da meist eine Elektrode, z. B. Kollektor oder Source, mit dem Transistorgeh¨ause verbunden ist. Die parasit¨are Kapazit¨at des Transistorgeh¨auses zum geerdeten K¨uhlk¨orper schafft hochfrequenten Signalstr¨omen einen Pfad, der sich u¨ ber die Masse schließen und je nach Lage der Erdanschl¨usse von Vorverst¨arker und K¨uhlk¨orper zu St¨orungen f¨uhren kann. Wie die Stromanalyse zeigt, wird der Spannungsabfall u¨ ber der Masseimpedanz ZK in den Signalkreis eingekoppelt, was bei entsprechender Phasenlage u¨ ber die Verst¨arkung zum Schwingen f¨uhrt. Die Schutzleiterdrossel hat die Aufgabe, die Impedanz der Masseschleife im kritischen Frequenzbereich zu erh¨ohen5 . Dabei ist die Serienresonanz zu beachten. Im Abschn. 8.16 ist in den Bildern 8.39 bis 8.44 eine weitere typische Anwendung dargestellt.

¨ Vorverstarker HH H H H H H H H H           r

ZK

r c+UB c

HH H H H H H H H H          

 q r r q r

c

r

¨ Endverstarker

c c–UB r           











c

LSL

Bild 6.17: Schutzleiterdrossel LSL zur Unterdr¨uckung der Schwingneigung bei einem Verst¨ar¨ ker (vom eingezeichneten st¨orenden Strom wurde aus Gr¨unden der Ubersicht nur der Umlauf der negativen Halbwelle eingezeichnet.)

6.3.7

Getrenntes Potentialbezugssystem

Die widerspr¨uchlichen Aufgaben der Masse, als Potentialausgleichssystem Leiter f¨ur Str¨ome zu sein und Bezugspotential bereitzustellen, werden – h¨aufig aus Unachtsamkeit – vermischt. Die daraus entstehenden Probleme lassen sich auch l¨osen, wenn man 5

Bild 8.7, S. 191 zeigt f¨ur das beschriebene Problem eine andere, billigere L¨osung.

6.3 Entkopplungsmethoden

137

diese beiden Aufgaben sorgsam trennt: Man muss versuchen, den h¨oheren Str¨omen eigene Leitungen oder ein eigenes Leitungssystem zur Verf¨ugung zu stellen, auf denen die Spannungabf¨alle durch sie keine sch¨adlichen Wirkungen entfalten. Damit reduziert man die Spannungsabf¨alle auf der u¨ brigen Masse und bewahrt deren Potentialbezugsfunktion. Die Grenzen dieser Methode liegen in der Erf¨ullung der Bedingung der Stromlosigkeit der als Potentialbezugssystem genutzten Masse. Dabei m¨ussen auch z. B. kapazitive und induktive Einkopplungen in dieses System ber¨ucksichtigt werden. Beide Systeme werden an einem auch in diesem Aspekt g¨unstig zu w¨ahlenden Punkt der Schaltung verbunden. + c M1 r H r –H H H H H H H H H OP 1       +    r – c M1

r r RL1

+ c M2 r H r –H H H H H H H H H OP 2       +    r – c M2

r RL2

uZMP PBS

M1

M2

Bild 6.18: Der (weitgehend) stromlose Leiter (PBS) stellt den Potentialbezug f¨ur beide

Operationsverst¨arker her. Ein Beispiel zeigt Bild 6.18. Beide Operationsverst¨arker beziehen ihre Ein- und Ausgangsspannungen auf das Potential eines Leiters (dick gezeichnet), dessen Str¨ome im Vergleich z. B. zu den Laststr¨omen als vernachl¨assigbar klein angenommen werden und der hier willk¨urlich mit der Masse M1 verbunden ist. M1 stellt den zentralen Massepunkt (ZMP) der Schaltung dar. Die Spannung an RL1 ist fehlerfrei, die an RL2 ist um die m¨ogliche Spannung zwischen M1 und M2 fehlerhaft. Analogschaltungen k¨onnen meist einlagig verdrahtet werden. Die Verwendung einer Masselage (Ground-Plane) kann bei empfindlichen Schaltungen als Potentialbezugssystem verwendet werden, indem gr¨oßere Str¨ome auf eigenen Leitungen gef¨uhrt werden. Die Masselage hat eine sehr geringe L¨angsimpedanz, so dass die Potentialunterschiede auch noch bei den zwangsl¨aufig auftretenden restlichen Str¨omen hinreichend klein gehalten werden k¨onnen. Sie d¨ampft zugleich auch kapazitive und hochfrequente induktive Kopplung der Stufen untereinander und zu anderen Baugruppen; dies bleibt ohne negative Folgen, soweit die influenzierten und induzierten Str¨ome ebenfalls hinreichend klein sind. Die Ground-Plane muss, wenn sie die Funktion eines Potentialbezugssystems erf¨ullen soll, sorgf¨altig von gr¨oßeren Str¨omen frei gehalten werden. Meist wird die Ground-Plane gerade wegen ihrer niedrigen L¨angsimpedanz aber als Potentialausgleichssystem genutzt. Man speist also h¨aufig ganz bewusst die hohen Str¨ome in dieses System ein und und hofft, durch die niedrige Impedanz z. B. einer Vermaschung

6 Masse- und Signalstrukturen

138

die Spannungsabf¨alle in ertr¨aglichen Grenzen zu halten. Effektiver ist es aber, die Funktionen zu trennen und die niedrige Impedanz der Ground-Plane f¨ur ein wirkungsvolles Potentialbezugssystem zu verwenden.

6.3.8

Symmetrische Struktur

Die symmetrische Schaltungs- und Signalstruktur wurde im Abschn. 2.5 prinzipiell erl¨autert. Liegt bei symmetrischen Systemen das Nutzsignal als reines Gegentaktsignal vor, die eingekoppelte St¨orspannung aber als Gleichtaktsignal, so wird das Gleichtaktsignal durch Differenzbildung unterdr¨uckt.

¨ Empfanger

Sender HH  s

Z KS

Ri jU S s ? jU ?S

Ri

c

U L ? RL c s

c c

HH 

c

ZE

U L ? RL c

s

Z KE

U st¨or

m

s

Bild 6.19: Symmetrisches System

¨ Bild 6.19 zeigt einen Sender und einen Empf¨anger mit symmetrischer Ubertragung. Die Impedanzen Z KS und Z KE stellen Masseimpedanzen zwischen Massebezugspunkten verschiedener Schaltungsteile im Sender bzw. Empf¨anger dar. Ist die Impedanz Z E niedrig, z. B. die einer Masseleitung, so ist die dick gezeichnete Masseschleife geschlossen. Der durch U st¨or in ihr fließende Strom erzeugt an den Koppelimpedanzen Z KS und Z KE Spannungen, die in die Schaltung der beiden Baugruppen eingekoppelt werden k¨onnen. Dass sich symmetrische Systeme gegen¨uber St¨orungen wesentlich vorteilhafter verhalten als unsymmetrische, liegt an folgendem Zusammenhang: • Der Signalstrom auf der Masse ist null. Daher ist die Masse durch den Signalstrom in ihrer Potentialbezugsfunktion selbst bei relativ großer Masseimpedanz nicht beeintr¨achtigt. • In eine Masseschleife kann also an einer Stelle mit symmetrischer Signalstruktur eine große Masseimpedanz Z E eingef¨ugt werden (s. Bild 6.19); dadurch wird der in der Masseschleife fließende St¨orstrom und damit auch die St¨orspannungsabf¨alle

6.3 Entkopplungsmethoden

139

auf den Massen von Sender und Empf¨anger reduziert, deren Koppelimpedanzen durch Z KS und Z KE repr¨asentiert werden. • Ein Teil der am Empf¨angereingang auftretenden Gleichtaktst¨orspannung wird im Empf¨anger infolge mangelhafter Gleichtaktunterdr¨uckung des Empf¨angers in ein Gegentaktsignal konvertiert. Die Gleichtaktunterdr¨uckung muss also hinreichend hoch sein. Im Prinzip kann die Impedanz Z E der Masseleitung im Bild 6.19 beliebig hochohmig werden, also auch unendlich; d. h. wenn eine Potentialausgleichsverbindung zwischen beiden Schaltungen garantiert ist, kann die Masseleitung zwischen Sender und Empf¨anger entfallen. Damit entf¨allt auch die sch¨adliche Wirkung der Koppelimpedanzen Z KS und Z KE . Die Bezugspotentiale von Sender und Empf¨anger d¨urfen allerdings nicht so verschieden sein, dass die maximal zul¨assige Gleichtaktspannung u¨ berschritten wird. Die Innenwiderst¨ande Ri des Senders, die Eingangswiderst¨ande RL des Empf¨angers sowie die hier nicht gezeichneten Leitungsbel¨age bilden eine Br¨uckenschaltung, bei der das Gleichtaktst¨orsignal an der einen Br¨uckendiagonale und der Empf¨angereingang an der anderen liegen. Ist die Br¨ucke nicht vollst¨andig abgeglichen (symmetriert), wird ein Teil des Gleichtaktsignales in ein Gegentaktsignal umgewandelt und kann dann durch die Gleichtaktunterdr¨uckung der Empf¨angerschaltung nicht mehr entfernt werden. Mit dem Leitungswellenwiderstand abgeschlossene symmetrische Schaltungen m¨ussen sorgf¨altig symmetriert werden, wie im Abschn. 2.5 hergeleitet wurde. Stellt man f¨ur die Innen- und Lastwiderst¨ande z. B. eine Fehlergrenze von 1 % sicher, so ist die Gleichtaktunterdr¨uckung nur >40 dB. Bei Spannungs- und Strom¨ubertragung ist die Empfindlichkeit der Br¨ucke sehr klein, so dass dieser Effekt vernachl¨assigt werden kann. Symmetrische Leitungssysteme mit der sehr hohen m¨oglichen Gleichtaktunterdr¨uckung bieten sich immer an, wenn Signalquelle und -senke sich – im Rahmen der zul¨assigen Gleichtaktspannung – auf verschiedene Bezugspotentiale st¨utzen, seien sie nun durch Fremdeinfl¨usse oder eigene Signalstr¨ome entstanden. Beispiele sind Messsysteme mit ¨ geerdeten Messaufnehmern und relativ niedrigen Signalpegeln oder mit großen Ubertragungsdistanzen. In der Messtechnik werden symmetrische Systeme angewandt, um als Gleichtaktsignale auftretende Fehler wie Temperaturdrift, Offset und St¨orspannungen gerade auch bei der Verarbeitung sehr kleiner Messsignale durch Differenzbildung zu eliminieren. Der Nachteil des h¨oheren Schaltungsaufwandes wird durch die Vorteile mehr als kompensiert. Eine St¨orung durch Impedanzkopplung entsteht durch den u¨ ber Masse fließenden Strom der st¨orenden Masche. Ist das st¨orende System symmetrisch aufgebaut (z. B. Energieversorgungsnetz), ist – im Idealfall – der Strom auf der Masse null, unabh¨angig von der Phasenzahl. Mit einer Symmetrierung eines st¨orenden Systems kann man also eine Ursache der Impedanzkopplung, den st¨orenden Strom, unwirksam machen. Das ist auch ein Grund, weshalb das Energieversorgungsnetz auch aus EMV-Sicht m¨oglichst nah an den Verbraucher symmetrisch herangef¨uhrt werden muss (s. Beispiel im Abschn. 8.9).

6 Masse- und Signalstrukturen

140

6.3.9

¨ Stromubertragung

Es wurde gezeigt, dass die Information eines Signales in den Strom gelegt werden sollte, wenn die St¨orung als eingepr¨agte Spannung vorliegt, und umgekehrt (Kap. 3). Das Nutzsignal muss eine andere Signalgr¨oße erhalten als die der St¨orung. Bei induktiver Kopplung oder bei Impedanzkopplung, bei der sich die St¨orung als eingepr¨agter Potentialunterschied zwischen den Massepunkten von Signalsender und -empf¨anger a¨ ußert, erweist sich deshalb die Strom¨ubertragung als sehr viel fehlertoleranter als die Spannungs¨ubertragung6 , ist dabei schaltungstechnisch nicht oder kaum aufw¨andiger. Im Bild 6.20 ist diese Potentialdifferenz als Spannungsquelle modelliert. Deren Innenwiderstand kann in der Regel gegen¨uber den Impedanzen des Signalkreises vernachl¨assigt werden ( Worst Case“). ” c

c

iL,st¨or uL,st¨or

Ri c

Mq

............ .. .. . ... ... .. .............

-

ust¨or

RL

? c

ML

Bild 6.20: Signalkreis mit als Spannungsquelle modellierter St¨orung

Die D¨ampfung der St¨orung h¨angt nach den Gln. 3.7 (S. 45) und 3.12 (S. 52) ausschließlich vom Innenwiderstand der Signalquelle (Forderung: Ri → ∞) ab. Dieser muss also m¨oglichst groß gemacht werden. Im Abschn. 2.3 wurden Schaltungstechnik und Berechnungsgrundlagen f¨ur Stromquellen und -senken erl¨autert und der St¨orabstand und seine Frequenzabh¨angigkeit angegeben. Der Einsatzbereich der Strom¨ubertragung ist durch die Abnahme des Quelleninnenwiderstandes zu hohen Frequenzen begrenzt. Ein weiterer Nachteil ist die erforderliche Reihenschaltung bei mehreren Lasten. Diese ist bei elektronischen Schaltungen meist nicht m¨oglich. Die Strom¨ubertragung ist also nur bei einer einzigen anzusteuernden Last praktikabel. ¨ ¨ Schaltungen mit Stromubertragung sind allerdings viel empfindlicher gegenuber ¨ kapazitiver Kopplung, als man dies gewohnt ist. Sie mussen deshalb sorgf¨altig geschirmt werden. Beispiele f¨ur Schaltungen mit Strom¨ubertragung finden sich im Abschn. 8.3. 6

¨ Dieser Fall liegt sehr h¨aufig vor. Uberraschenderweise findet man die Strom¨ubertragung nur h¨ochst selten und dann ausschließlich als genormte Schnittstelle. Diese gilt als sehr st¨orungssicher, der Grund ist aber kaum bekannt. Den meisten Entwicklern ist die Stromquelle im Gegensatz zur Spannungsquelle wenig vertraut, und deshalb sind ihre Vorteile nicht bekannt oder k¨onnen nicht erkl¨art werden.

6.3 Entkopplungsmethoden

6.3.10

141

Filter

Eine weitere Eigenschaft, in der sich St¨or- und Nutzsignal unterscheiden k¨onnen, ist die Frequenz. Wenn St¨or- und Nutzsignal sich nicht u¨ berschneidende Frequenzspektren besitzen, k¨onnen sie durch Filterung getrennt werden. Liegen sie beide in demselben Frequenzbereich sind sie nicht zu trennen, es sei denn sie unterscheiden sich noch in einem anderen Charakteristikum. Treten St¨orungen als Gleichtaktsignal auf und ist das ¨ Nutzsignal – bei symmetrischer oder pseudosymmetrischer Ubertragung (s. Abschn. 2.5) – als Gegentaktsignal zu interpretieren, kann man mit einem Filter dieses Gleichtaktst¨orsignal d¨ampfen, selbst wenn es in einem Frequenzbereich liegt, der vom Nutzsignal belegt ist. Filter besitzen deshalb h¨aufig Teile zur D¨ampfung von Gegentakt- und Gleichtaktst¨orsignalen. Beispielsweise sollen Tiefpassfilter an allen Ein- und Ausg¨angen (einschließlich Netzeingang) von elektronischen Analogschaltungen verhindern, dass ein in die angeschlossenen Leitungen eingekoppeltes HF-St¨orsignal in die Schaltung gelangt, an den gekr¨ummten Kennlinien der Halbleiter demoduliert wird und so das niederfrequente Nutzsignal st¨ort. Auch ein unmoduliertes HF-Signal kann die Schaltung in ihrer Funktion durch Verschieben des Arbeitspunktes beeintr¨achtigen. Es kann sinnvoll sein, das Nutzsignal in einen anderen, ungest¨orten Frequenzbereich zu legen, um es durch Filterung vom St¨orsignal trennen zu k¨onnen: Bei Tr¨agerfrequenzmessbr¨ucken wird das mit einer Messbr¨ucke gemessene Signal auf eine Tr¨agerfrequenz aufmoduliert, um es vor einer St¨orung durch die Netzfrequenz und ihre Oberschwingungen zu sch¨utzen. Die D¨ampfung der St¨orung erfolgt durch Verlagerung des Nutzfrequenzbandes in einen weniger belasteten Frequenzbereich und Bandbegrenzung im ¨ Tr¨agerfrequenzverst¨arker. Die Ubertragung u¨ ber Optokoppler und Glasfaserkabel stellt ¨ ebenfalls eine solche Verlagerung des Ubertragungsfrequenzbereiches dar.

6.3.11

¨ Weitere Entkopplungsmethoden durch Anderung der Signalgr¨oße

• Frequenzmodulation: Bei amplitudenmodulierten Rundfunkwellen ver¨andern St¨orsignale die Tr¨ageramplitude und befinden sich somit nach der Demodulation im Nutzsignal. Durch die Einf¨uhrung der Frequenzmodulation (UKW) wurde die St¨oranf¨alligkeit des Rundfunkempfanges wesentlich verbessert; die durch St¨orungen verursachte Amplitudenmodulation wird im Empf¨anger mittels Amplitudenbegrenzung herausgeschnitten. Diese Maßnahme beeinflusst nicht das Nutzsignal. • Korrelation: Eine der h¨aufigsten Anwendungen der Korrelation dient der Unterdr¨uckung von stochastischen Signalen, die einem periodischen Nutzsignal u¨ berlagert sind (Verbesserung des Signal/Rauschabstandes bei Empf¨angereingangsrauschen). Beispiele: Bei der Funk¨ubertragung von Daten u¨ ber extreme Entfernungen oder in messtechnischen Schaltungen (z. B. zur Rauschunterdr¨uckung mit der Averaging“-Funktion bei Network- und Spektrumanalyzern). ”

142

6 Masse- und Signalstrukturen

• Digitalisierung: Digitale Schaltungen besitzen einen hohen St¨orabstand und sind deshalb f¨ur kleine St¨orspannungen v¨ollig unempfindlich. • Kodierung: Ist zu erwarten, dass Fehler den St¨orabstand u¨ berschreiten k¨onnen, ¨ kann durch fehlererkennende oder -korrigierende Kodes ein Ubertragungsfehler erkannt und z. T. ausgeschaltet werden. ¨ ¨ • Ubertragungsprotokoll: Das Protokoll von Ubertragungseinrichtungen kann vorsehen, fehlerhaft u¨ bertragene Datenbl¨ocke noch einmal zu u¨ bertragen, solange bis sie ¨ fehlerfrei empfangen wurden. Die Daten¨ubertragung wird auf Kosten der Ubertragungszeit sicher. Gerade das Beispiel der Frequenzmodulation zeigt, dass Entkopplungsmethoden h¨aufig, nur mit einer singul¨aren Anwendung verkn¨upft, bekannt sind. Erst wenn man erkennt, dass es sich bei ihnen um allgemeine Prinzipien handelt, wird man andere M¨oglichkeiten der Anwendung dieser Prinzipien finden k¨onnen.

7

Planung der EMV von Baugruppen, Ger¨aten und Anlagen

Nun sollen die in den vorherigen Kapiteln erarbeiteten Grundlagen auf die praktischen Probleme bei der Systemplanung von Baugruppen, Ger¨aten und Anlagen angewandt werden. Dazu werden die Wechselwirkungen eines Ger¨ates oder einer Baugruppe mit der Umgebung analysiert, die in der Regel erst dann auftreten, wenn die betrachtete Baugruppe oder das betrachtete Ger¨at mit anderen Schaltungen verbunden werden. Es soll aufgezeigt werden, warum und unter welchen Bedingungen bestimmte Strukturen g¨unstig oder ung¨unstig sind, und nicht nur, dass sie es sind. Denn, ob eine Struktur g¨unstig oder ung¨unstig ist, kann von einer Reihe von Randbedingungen abh¨angen. Weil ¨ diese Uberlegungen zur EMV Auswirkungen auf die Konstruktion und die Schaltungsauslegung haben, ist eine gr¨undliche EMV-Planung vor der detaillierten Auslegung der Schaltung und ihrem Aufbau unerl¨asslich. Anzustreben sind immer zun¨achst optimale Strukturen, die mit geringstem technischen Aufwand, also kosteng¨unstig, die beste EMV besitzen. H¨aufig werden sich solche Strukturen aber nicht realisieren lassen, weil bestimmte Randbedingungen dies nicht zulassen. Welche M¨oglichkeiten stehen einem dann zur Verf¨ugung? Ein wichtiges Problem ist die Planung von Potentialausgleich und Potentialbezug. Es muss auf die verh¨angnisvolle Wirkung einer h¨aufig zu findenden Regel hingewiesen werden, die lautet: ,,Alle St¨orungen sind nach Masse abzuleiten”. Denn da tauchen schon die ersten Fragen auf: Nach welcher Masse? Und welche sch¨adliche Wirkung entfalten die St¨orungen auf ihrem weiteren Weg auf dieser Masse? Wird dies nicht weiter verfolgt, bleiben die Folgen unerkannt und unerkl¨arlich. Werden dagegen die Wirkungen der St¨orstr¨ome mit der Stromanalyse auf ihrem vollst¨andigen, geschlossenen Umlauf untersucht, werden die Kopplungen sichtbar und auch verstehbar. Das wird auf die Fragen f¨uhren: Wie k¨onnen sich st¨orende Str¨ome, deren Quellen außerhalb der zu entwickelnden Schaltung liegen, zu ihrer Quelle schließen, ohne durch diese Schaltung zu fließen? Und: Wie k¨onnen sich Str¨ome, deren Quellen innerhalb der zu entwickelnden Schaltung liegen, schließen ohne den Weg u¨ ber die Außenwelt? Die Str¨ome w¨urden eigentlich gern den k¨urzesten Weg nehmen. Unser Fehler ist es, ihnen den zu versperren, und eine unserer wichtigsten Aufgaben in der EMV-Planung, einen geeigneten Pfad f¨ur sie zu finden. Dazu m¨ussen wir unsere Freiheiten erst einmal erkennen! Die Planung des Potentialbezugs f¨uhrt zu Massestrukturen, die auf der Sternstruktur aufbauen. Der Sternpunkt dient als Massebezugspunkt. Umfangreichere Schaltungen kann man aber nicht mit einem einzigen Sternpunkt verwirklichen. Dieses Dilemma gilt es zu l¨osen!

7 Planung der EMV von Baugruppen, Ger¨aten und Anlagen

144

7.1 EMV-Zonen Ein EMV-Zonenkonzept wurde in den 70er Jahren von C.E. Baum, F.M. Tesche und E.F. Vance [22] entwickelt, um elektronische Einrichtungen vor elektromagnetischen Einwirkungen durch atmosph¨arische Entladungen, Nuklearexplosionen und energietechnische Schaltvorg¨ange zu sch¨utzen. Dieses Konzept wurde von P. Haase und J. Wiesinger als Grundlage zur Entwicklung eines Blitzschutzzonenkonzeptes [23] erweitert. Derselbe Strukturierungsansatz kann auch zur Planung von Baugruppen, Ger¨aten, Anlagen verwendet werden; dies soll in diesem Kapitel erl¨autert werden. EMV-Zonen sind Bereiche, in denen EMV-St¨orgr¨oßen in ihrer H¨ohe festgelegt sind. Zonen, in denen St¨orungen unged¨ampft auftreten k¨onnen, werden EMV-Zone 0 genannt. Innerhalb eines Schirms befindet sich ein Bereich, Zone 1 genannt, in der die St¨orgr¨oßen reduziert sind. Durch Staffelung solcher Zonen ineinander kann die D¨ampfung schrittweise weiter vergr¨oßert werden. Man erh¨alt Zonen mit unterschiedlicher St¨ord¨ampfung. Die St¨orfestigkeitswerte von im Inneren einer Zone mit h¨oherer St¨ord¨ampfung betriebenen Ger¨aten d¨urfen entsprechend geringer sein. Der Aufwand, der n¨otig w¨are, um die St¨orfestigkeit der Einzelger¨ate sehr hoch zu machen, wird ersetzt durch einen – i. Allg. geringeren – Aufwand zur D¨ampfung der St¨orungen f¨ur die gesamte EMV-Zone. Andererseits m¨ussen dort betriebene elektrische und elektronische Ger¨ate und Einrichtungen entsprechend niedrige St¨oraussendungsgrenzwerte erf¨ullen1 . Stark st¨orende Einrichtungen k¨onnen durch Unterbringung in einer eigenen Zone mit h¨oherer St¨ord¨ampfung von empfindlichen Ger¨aten getrennt werden. Zone 0

Schirm 1

Zone 1 Schirm 2 Zone 2 Filter @ @ r

r

@ @ r

Schirm 2b Zone 1b @ @

Bild 7.1: EMV-Zonen 1

Die Grenzwerte f¨ur St¨oraussendung und St¨orfestigkeit sind f¨ur verschiedene Anwendungsbereiche in Normen festgelegt. Sie sind aber f¨ur eine qualitative Diskussion der Aufbautechniken von Schaltungen nicht interessant und werden deshalb nicht weiter verfolgt.

7.1 EMV-Zonen

145

¨ Regel: An jeder EMV-Zonengrenze mussen feld- und leitungsgebundene St¨orungen ged¨ampft werden. Die feldgebundenen werden durch einen Schirm, die leitungsgebun¨ denen durch Filter und ggf. durch Uberspannungsschutzeinrichtungen reduziert. Schirme k¨onnen von leitungsgebundenen, aus elektrostatischen Entladungen stammenden, influenzierten oder eingestrahlten St¨orstr¨omen durchflossen sein. Sie besitzen dann eine Potentialausgleichsfunktion. Schirme zweier Zonengrenzen mit unterschiedlicher St¨ord¨ampfung d¨urfen h¨ochstens eine Verbindung miteinander haben, wenn die Koppelimpedanz zwischen Außen- und Innenraum null sein soll. Im Bild 7.1 ist die Zone 1 durch ein Strahlung d¨ampfendes Geh¨ause und durch Filter gegen leitungsgebundene Kopplung gegen¨uber der Zone 0 ged¨ampft. Ebenso liegt dies bei der Zone 2 gegen¨uber der Zone 1 vor, nicht jedoch f¨ur den mit Zone 1 b bezeichneten Raum gegen¨uber der Zone 1. Dieser hat jeweils nur eine Geh¨ausewand und ein Filter zur Zone 0. Deshalb wurde dieser Raum zur Zone 1 b erkl¨art. Seine Einrichtung kann trotzdem sehr sinnvoll sein, wenn Schaltungen in den Zonen 1 und 1 b voreinander gesch¨utzt werden sollen.

7.1.1

Ein leitf¨ahiges Ger¨ategeh¨ause als EMV-Zonengrenze

Bild 7.2 zeigt ein leitf¨ahiges Geh¨ause, in das verschiedene Signalleitungen f¨uhren. Auf der linken Seite werden schlechte L¨osungen gezeigt, bei denen die St¨orungen erst auf die Leiterplatte im Inneren des Ger¨ates gef¨uhrt werden. Bei den L¨osungen 1 und 3 werden die leitungsgebundenen St¨orungen infolge der Schirmstr¨ome entweder induktiv oder u¨ ber Impedanzkopplung in die Schaltung gelangen. Bei der L¨osung 2 findet eine kapazitive Kopplung vom Schirm in die Schaltung statt, und f¨ur die L¨osung 4 muss man schon ein mit Sicherheit gest¨ortes Signal annehmen. Bei hochfrequenten feldgebundenen St¨orungen bilden die Kabel Antennenstrukturen. Die Str¨ome dieser Antennen k¨onnen ebenfalls in das Ger¨at fließen; die Ger¨ateinnenschaltung stellt den Empf¨anger dar. Umgekehrt werden hochfrequente Potentialdifferenzen aus dem Ger¨ateinneren u¨ ber diese Antenne auch abgestrahlt. Steckverbinder, bei denen der Kabelschirm von der Bauart her nicht großfl¨achig sondern nur mit Pigtails2 auf das Geh¨ause aufgelegt werden kann, oder sogar vom Geh¨ause isoliert ist, sollten nicht verwendet werden. Isoliert montierte Steckverbinder werden gern eingesetzt, um Masseschleifen zu vermeiden; durch diese Maßnahme kann aber eine bereits bestehende Masseschleife sich viel schlimmer auswirken, wie die Analyse zeigen wird. Die mit einem leitf¨ahigen Geh¨ause geradezu angebotene Funktion einer EMV-Zonengrenze wurde mit den links dargestellten L¨osungen verschenkt. Auf der rechten Seite hingegen sind die Anschl¨usse richtig gestaltet: Schirmstr¨ome werden großfl¨achig auf die Geh¨auseoberfl¨ache geleitet. Steckverbinder m¨ussen eine großfl¨achige Auflage des Schirms und niederimpedante Ableitung 2

Pigtails erh¨alt man, wenn man den Schirm mit einem Draht oder, am Ende zusammengedreht, an Masse anschließt; s. dazu auch Abschn. 7.6

146

7 Planung der EMV von Baugruppen, Ger¨aten und Anlagen ¨ ¨ Schlechte Losungen: Gute Losungen: . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . ................................................................................................................................................................................................................................................................................................................................................................................................................... .......... ........... . ... .................................................................................................................................................................. ........... . .. . .. . . . . . . . . ... ........... Leiterplatte ... .... ................. ............. ... ... . . . .... . . . ... 5 .r........... ... 6 .........  ....1................................................................ .... ...............r ........... ........................................................................................................................................................... ................ ......... ... ....................... ... ....................... ... ....................... ... ............................... ............ . . ... ....... ...... ...... ....... ...... ....... . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . ............ ......... ............................................................................................................................... ...........................................................................•............................................r... .r........... ... ...............  ...... .. ...................⊗ .... ................................• .......... ? ... ...........  ... . . . . ... ............. .... ................ ... . . . ... ......... ...............  . r............ ...... 6 ....2................................................................ .... ...............r ........... ................... ........................................ ........ ........ ........ ........ ........6............... ................ ......... ... ....................... ... ....................... ... ....................... ... ............................... ........... . . . . . . . . ... ......... ........ ........ ........ ........ ........ . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . ............. ... ... ... ... ... ... ... ................ ....... ......... .............. .. ............................. ...... ...... ...... ...... ...... .............. ..................................................................... ..... ...............r r............ ..... ...........  . ............... .... .. ... ... ................. ? .......... ... . . ... ............ ................ .... ... ... ... ........... ..............  ... ... .. . 3 . ... . ......6 . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . . ...........................................7........ . . . . . . . ... .... .................. . . . . . . . r . . . r .............. ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ................................ ................................ ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ... ............... . . . . .......................................... ... ... .. ....................................................................... ...........................•.... .... ........... .......  ... ... ... ........... ⊗ .......... .......... ...... .. ..r....................................................... ? .................. ............................• ......... . . . ........... . ... ............ .... ... .......... .............. ... ... . . . . 6 .... .......................... 4..........................................................................r . . . r..........................................................................................8... ... ............. .................. ... ... .......... ... ........... ... ... ........... ? ... ... ... ............. ............ ... . . ... . . .......... . ............... .............................................................................................................................................................. ..................................................................................................................................................................................................................................... .................................................................................................................................................................................................................... Bild 7.2: Schlechte Kabeleinf¨uhrungen (links) und gute (rechts)

der Schirmstr¨ome erm¨oglichen. Bei nicht geschirmten Leitungen k¨onnen die St¨orungen nur herausgefiltert und auf die Geh¨auseoberfl¨ache abgeleitet werden; Voraussetzung daf¨ur ist dann, dass sie sich in einem anderen Frequenzbereich befinden als das Nutzsignal. Sind von außen kommende St¨orungen erst einmal auf das Geh¨ause abgeleitet, k¨onnen sie auf irgendeiner der angeschlossenen Leitungen zur Quelle zur¨uckfließen, ohne das Schaltungsinnere zu ber¨uhren. Prinzipiell kommt jede der angeschlossenen Leitungen, einschließlich Netz und Schutzleiter, daf¨ur in Betracht. Den genauen Weg der Str¨ome m¨ussen wir nicht kennen – das erleichtert die EMV-Arbeit –, wir d¨urfen ihn nur nicht versperren. F¨ur St¨orungen, die im Ger¨ateinneren entstehen, gilt der Zusammenhang sinngem¨aß. Wenn wir ihnen den Weg zur Quelle zur¨uck im Ger¨ateinneren erm¨oglichen, brauchen sie nicht u¨ ber a¨ ußere Senken zu fließen. Bei den geschirmten Leitungen wurde davon ausgegangen, dass das andere Ende der Kabel ebenfalls in eine Zone 1 m¨undet, das Schirminnere also durchgehend als Zone 1 betrachtet werden kann. W¨are dies nicht der Fall, m¨ussten die Signalleitungen ebenfalls gefiltert werden. Bei hinreichend langen Leitungen kann die St¨orung sich u¨ ber die Kapazit¨at Innenleiter/Schirm und dann u¨ ber das Geh¨ause zur Quelle schließen. Das Ende kann dann durchaus in einer Zone 0 liegen. Dies leuchtet sofort ein, wenn man sich den geschlossenen Umlauf des St¨orstromes ansieht.

7.1 EMV-Zonen

7.1.2

147

¨ EMV-Filter Konstruktive Voraussetzungen fur

Mit EMV-Filtern werden u. a. einem Signal u¨ berlagerte Gleichtaktst¨orungen herausgefiltert und niederimpedant so auf Masse abgeleitet, dass diese St¨orungen sich auf einem g¨unstigen Wege zu ihrer Quelle schließen k¨onnen. Bild 7.3 zeigt links ein nach den Gesichtspunkten des EMV-Zonenkonzeptes richtig konstruiertes Filtergeh¨ause. Ein- und Ausg¨ange liegen bei einer Montage des Filters auf eine leitf¨ahige Geh¨ausewand in unterschiedlichen EMV-Zonen; ein solches Filter kann man – selbst bei fehlenden EMVKenntnissen – kaum falsch anschließen. Die allermeisten am Markt angebotenen Filter besitzen aber ein ung¨unstiges Geh¨ause (rechts); denn Ein- und Ausg¨ange liegen in derselben EMV-Zone. Das Kabel mit dem ungefilterten Signal muss so – h¨aufig u¨ ber einen l¨angeren Weg – innerhalb eines als EMV-Zone nutzbaren leitf¨ahigen Geh¨auses gef¨uhrt werden. Werden Ein- und Ausgangsleitungen bei der Montage noch dazu in denselben Kabelbaum verlegt, macht der damit erzeugte kapazitive Bypass die erhoffte Wirkung des Filters weitgehend zunichte! Um solchen aus Unwissenheit oder Gedankenlosigkeit entstehenden Fehlern vorzubeugen, d¨urften in der u¨ blichen Bauform konstruierte Filter u¨ berhaupt nicht am Markt verf¨ugbar sein! Ursache f¨ur diese Bauform mag das ungel¨oste Problem der Kontaktierung außerhalb des Geh¨auses sein; aber sollte das nicht l¨osbar sein? Dagegen stellen die gut leitend in die Geh¨ausewand einlassbaren Netzfilter mit integriertem Euro-Stecker ein gutes Beispiel eines Filteraufbaus dar. ¨ Gehausewand · · Filter · ·

Filter · ·

¨ Gehausewand

· ·

Bild 7.3: Erforderliche Filterbauform (links) und u¨ bliche Bauform (rechts)

7.1.3

Einrichtung von EMV-Zonen in Ger¨aten

Die M¨oglichkeiten, innerhalb von Ger¨aten oder auf Leiterplatten EMV-Zonen einzurichten sind vielf¨altig. Sie dienen dem Zweck, die unn¨otige Ausbreitung feld- und leitungsgebundener St¨orungen in andere Schaltungsbereiche zu verhindern. H¨aufig brauchen nur leitungsgebundene St¨orungen ged¨ampft zu werden; dann ist eine Schirmung unn¨otig oder die Schirme m¨ussen nicht unbedingt geschlossen sein. Es sollte das Ziel unserer ¨ Uberlegungen sein, leitf¨ahige Geh¨ause zu vermeiden. Dass feldgebundene St¨orungen schon durch einen gr¨oßeren Abstand verringert werden k¨onnen, wurde schon im Kap. 3 gezeigt. Nutzt man den Abstand zur Feldd¨ampfung, erh¨alt man bez¨uglich der feldgebundenen St¨orungen gleichsam nicht scharf begrenzte Zonen. Konstruktive leitende

148

7 Planung der EMV von Baugruppen, Ger¨aten und Anlagen

Bauelemente, K¨uhlk¨orper, durchgehende oder auch partielle Massefl¨achen k¨onnen zur Schirmung genutzt werden. Mit ihnen wird nicht nur die Betriebskapazit¨at zwischen sich st¨orenden Schaltungsteilen verringert, sondern es k¨onnen damit auch h¨oherfrequente magnetische Felder ged¨ampft werden. F¨ur nicht scharf begrenzte Zonen gilt – etwas anders als oben definiert –, dass in den zu sch¨utzenden Bereichen feldgebundene und leitungsgebundene St¨orungen hinreichend klein sein m¨ussen. Besondere Sorgfalt ist den Verbindungsleitungen, die an stark st¨orende oder sehr empfindliche Baugruppen angeschlossen werden, zu widmen. Beispielsweise kann eine Rechnerbaugruppe, aufgebaut aus Bausteinen mit sehr hoher Flankensteilheit, innerhalb einer Schaltung mit geringerer Flankensteilheit in eine eigene EMV-Zone gelegt sein (s. Abschn. 8.11). Eine solche Zone wird man nicht schirmen m¨ussen, da sie ja auch ohne diese Aufteilung st¨orungsfrei arbeiten m¨usste. Die EMV-Bedingungen werden aber wesentlich verbessert, wenn an der Zonengrenze die Flankensteilheit der nach außen gehenden Signale k¨unstlich durch Filter begrenzt wird. Denn die Leitungen zu peripheren Baugruppen, die i. Allg. mit niedrigeren Flankensteilheiten auskommen, w¨urden aufgrund der hohen Flankensteilheit ebenfalls strahlen – unn¨otigerweise. Die Verbindung der Masse einer solchen EMV-Zone mit der u¨ brigen Masse muss so gestaltet werden, dass deren Massepotentialunterschiede nicht als St¨orungen nach außen exportiert und umgekehrt St¨orungen von außen importiert werden. Bei Schaltungen wie Schaltnetzteilen, bei denen die kritische Masche eine eigene Zone bilden sollte, muss aus demselben Grunde die innere Massestruktur dieser Baugruppe wohl u¨ berlegt sein (s. Abschn. 8.15).

7.2 Massestruktur von Baugruppen Nun soll diskutiert werden, wie einzelne Baugruppen als EMV-Zonen eingerichtet werden k¨onnen. Als ,,Baugruppe” sollte immer eine Leiterplatte mit elektronischen Schaltungen angesehen werden. Aber auch einzelne Stufen oder aus ihnen aufgebaute Funktionsgruppen – z. B. sehr empfindliche oder stark st¨orende – k¨onnen darunter verstanden werden. Man wird sie bei der EMV-Planung des Schaltungsentwurfes als Bl¨ocke beschreiben. F¨ur die EMV-Planung m¨ussen die Einzelheiten eines Blockes noch nicht feststehen. Lediglich Werte wie Eingangsempfindlichkeit und Grenzfrequenz oder maximales du/dt oder di/dt der einzelnen Baugruppen m¨ussen in der Gr¨oßenordnung bekannt sein. Die D¨ampfung von leitungs- und feldgebundenen St¨orungen zwischen der betrachteten Baugruppe und der Umgebung muss f¨ur Ein- und Auskopplung hinreichend hoch gemacht werden. Daf¨ur spielt die Massestruktur der Baugruppe eine entscheidende Rolle. Es gibt g¨unstige und ung¨unstige Strukturen. Zun¨achst sollen die g¨unstigen Strukturen hergeleitet werden. Mit ihnen kann das angestrebte Ziel meist ohne Aufwand an ,,EMV-Bauelementen” und auch ohne ein leitf¨ahiges Geh¨ause erreicht werden. Dies ergibt a¨ ußerst kosteng¨unstige L¨osungen. F¨ur die F¨alle, in denen diese optimalen Strukturen nicht angewendet werden k¨onnen, zeigt die Analyse ebenfalls L¨osungshinweise.

7.2 Massestruktur von Baugruppen Spannungsversorgung

Eingang r

149

r

Leiterplatte

r Ausgang

Bild 7.4: Leiterplatte mit am Rand verteilten Masseanschl¨ussen von Leitungen

Einer der h¨aufigsten Fehler beim Aufbau von Baugruppen entsteht dadurch, dass die (Masse-)Anschl¨usse der von einer Leiterplatte nach außen f¨uhrenden Leitungen an weit voneinander entfernte Stellen platziert werden. Beispielhaft zeigt dies Bild 7.4 an einer Leiterplatte. Hier sind der Versorgungsanschluss und zwei Masseanschl¨usse – willk¨urlich der Eingangs- bzw. Ausgangsseite zugeordnet, zu denen jeweils auch eine gr¨oßere Anzahl von Signalleitungen geh¨oren k¨onnen – am Umfang der Leiterplatte verteilt gezeichnet. F¨ur diese u¨ bliche, auf den ersten Blick nicht unvern¨unftige Platzierung werden meist eine Reihe gewichtiger Gr¨unde angef¨uhrt z. B. ergonomischer Art (weil ein Signal oder die Spannungsversorgung von der R¨uckseite des Ger¨ates zugef¨uhrt wird und an der Frontplatte sich Signaleing¨ange oder -ausg¨ange befinden). Manchmal ist tats¨achlich keine andere Platzierung m¨oglich. Meist wird aber nur unreflektiert die aus dem Signalfluss sich ergebende graphische Struktur des Stromlaufplanes und die dort gezeichnete Lage ¨ ¨ der Anschlusse auf das Layout der Leiterplatte ubernommen; dies erleichtert das Auffinden der Bauteile nach dem Stromlaufplan, ist aber aus EMV-Sicht a¨ ußerst ung¨unstig!

7.2.1

Verkopplung einer Baugruppe mit der Umgebung

Bild 7.5 zeigt die Leiterplatte aus Bild 7.4 mit einem beispielhaft eingezeichneten Signalkreis. Die dargestellte Masseschleife besteht in der Praxis immer dann, wenn eine Baugruppe mit anderen zusammengeschaltet wird – also in den meisten F¨allen. Es ist deshalb sinnvoll, f¨ur die EMV-Planung die Existenz einer solchen Masseschleife anzunehmen und sie in das Schaltbild einzuzeichnen. Erst so wird deutlich, wie St¨orungen u¨ ber sie importiert und exportiert werden k¨onnen. In eine der angeschlossenen Masseleitungen werde eine St¨orung eingepr¨agt. Der St¨orstrom muss sich dann u¨ ber irgendeine weitere angeschlossene Leitung schließen – u¨ ber welche, muss nicht bekannt sein, jede kommt prinzipiell infrage. Der St¨orstrom fließt u¨ ber die gesamte Schaltungsmasse. Die dabei an deren L¨angsimpedanz erzeugten Spannungsabf¨alle werden in die Signalma¨ sche(n) eingekoppelt, wie die Stromanalyse zeigt. Ahnliche Verkopplungen lassen sich auch f¨ur die Kombination mit den anderen angeschlossenen Masseleitungen feststellen. Die Beeinflussung verl¨auft jeweils in beide Richtungen (Einkopplung und Auskopplung).

7 Planung der EMV von Baugruppen, Ger¨aten und Anlagen

150

Die Masse der Leiterplatte mag als eine mehr oder weniger breite Leitung oder als durchgehende Masselage ausgebildet sein. Die H¨ohe der Kopplung unterscheidet sich nur quantitativ. H¨aufig sieht man auch einen am Umfang umlaufenden Ring, der eine Kurzschlussschleife3 bildet. An diesen Ring sind meist Stichleitungen zu den einzelnen Stufen u¨ ber die ganze L¨ange verteilt angeschlossen (Bild 7.6). Abgesehen von der Tatsache, dass der Ring eine ihm zugedachte D¨ampfung magnetischer Felder erst oberhalb einiger 10 kHz und nicht schon bei 50 Hz besitzt, werden auf dem Ring entstehende St¨orspannungabf¨alle ebenfalls in die Signalkreise der Schaltung ein- oder ausgekoppelt. Spannungsversorgung

¨ Storquelle

r

g -

Leiterplatte

r

¨ gestorte Masche

g r

r Eingang r

r Ausgang

r ¨ Storstrom

Ust¨or

Masseschleife

Bild 7.5: Die Stromanalyse zeigt die St¨orkopplung auf einer Leiterplatte Spannungsversorgung

r ¨ Storquelle

r

¨ gestorte Masche

l r Eingang r -

Ust¨or

g r

  r Ausgang C C

¨ Storstrom

r

Bild 7.6: Als Kurzschlussring am Leiterplattenrand ausgebildete Masse (dunkel dargestellt)

7.2.2

Entkopplung durch Sternstruktur

Im Abschn. 6.2 wurde hergeleitet, dass die St¨orungsd¨ampfung zwischen einer Baugruppe und der Umgebung durch Reduzieren der verkoppelnden Impedanz ZK oder durch Erh¨ohen der entkoppelnden Impedanz ZE verbessert werden kann. Die Sternstruktur, so

3

Zur D¨ampfung magnetischer Felder durch Kurzschlussschleifen s. Abschn. 3.2.3

7.2 Massestruktur von Baugruppen

Spannungsversorgung

151

r

Ausgang

r

Eingang

r

Signalkreis

h r

r

Bild 7.7: G¨unstige Anordnung der Masseanschl¨usse, Masse dunkel gezeichnet

hatten wir in Abschn. 6.3 erkannt, ist die Entkopplungsmethode, mit der die verkoppelnde Impedanz am wirkungsvollsten reduziert werden kann. Um sie hier zu realisieren, m¨ussen die Masseanschl¨usse aller nach außen gehenden Leitungen nahe beieinander platziert und niederimpedant miteinander verbunden werden, wie es Bild 7.7 zeigt. St¨orstr¨ome, die u¨ ber irgend eine Leitung zur Baugruppe fließen, k¨onnen sich u¨ ber irgendeine andere zu ihrer Quelle schließen, ohne u¨ ber die Schaltungsmasse der Baugruppe zu fließen und die Schaltung zu beeinflussen. Ebenso k¨onnen Massepotentialdifferenzen innerhalb der Baugruppe nicht in a¨ ußere Masseschleifen exportiert werden. Die Koppelimpedanz zwischen dem Baugruppeninneren und der Umgebung wird f¨ur die gesamte Baugruppe sehr niedrig, praktisch null. Hieraus wird eine Forderung formuliert, die, weil sie ohne zus¨atzliche Bauteile allein durch aufbautechnische Maßnahmen (Layout) umgesetzt werden kann, bei der EMV-Planung m¨oglichst gut erf¨ullt werden sollte: ¨ Regel: Die Masseanschlusse aller von einer Baugruppe nach außen gehenden Leitungen sind m¨oglichst nahe beieinander zu platzieren und niederimpedant miteinander zu verbinden (Sternstruktur). Die auf diese Weise erzeugte Massestruktur ist sehr st¨orungssicher. Eine sich u. U. ergebende kapazitive Kopplung zwischen den nun relativ nah beieinanderliegenden Signalleitungen ist zu ber¨ucksichtigen. Einkopplungen von St¨orungen auf den Leitungen in die Ein- oder Ausgangsmaschen der Baugruppen sind getrennt zu analysieren (s. Abschn. 7.6) und durch eine geeignete Signalstruktur unwirksam zu machen.

7.2.3

¨ Verkopplung durch kapazitiven Ruckschluss

Bei h¨oheren Frequenzen der St¨orung muss die Kapazit¨at der Schaltung und die der Schaltungsmasse gegen¨uber der Umgebung – z. B. gegen¨uber einem leitf¨ahigen Geh¨ause – ber¨ucksichtigt werden; dies wurde bisher vernachl¨assigt. Trotz eines Anschlusses der Leiterplatte wie in Bild 7.7 k¨onnen hochfrequente St¨orstr¨ome durch die Masse der Leiterplatte fließen (s. Bild 7.8). Ihre Wirkung kann reduziert werden durch: • eine niederimpedante Masse der Baugruppe (Verringerung der Koppelimpedanz), • eine Verringerung der Kapazit¨at selbst (dies ist meist schwer zu verwirklichen),

7 Planung der EMV von Baugruppen, Ger¨aten und Anlagen

152

• eine Gleichtaktdrossel (die sich ausbildende Serienresonanz ist zu beachten) oder • einen ,,Bypass” mit Hilfe eines Schirms, den man ebenfalls auf den Sternpunkt legt (s. Bild 7.9).

¨ Storquelle

r

Ust¨ or -

l r

r r r

Signalkreis

g r

r

Bild 7.8: Verkopplung trotz Sternstruktur durch kapazitiven R¨uckschluss

¨ Storquelle

r

Ust¨ or -

l r

r r r r

Signalkreis

g r

r

Schirmblech

Bild 7.9: Ein als Bypass geschalteter Schirm macht den kapazitiven R¨uckschluss unwirksam. Das Schirmblech wurde aus Gr¨unden der Darstellung unter die Leiterplatte gezeichnet

Mit einem Bypass und seinem speziellen Anschluss wird dem kapazitiven Strom ein Pfad bereit gestellt, mit dem er sich nicht mehr u¨ ber die Schaltungsmasse sondern u¨ ber den Schirm schließt. Wie der Schirm ausgebildet werden muss, ob er die gesamte Schaltung umgeben muss, ob ein Blech zwischen Schaltung und Geh¨ause reicht oder ob nur Schaltungsteile geschirmt werden m¨ussen, ist in einem weiteren Schritt zu u¨ berlegen. Ungeeignet als Schirm ist eine Lage einer Leiterplatte in Multilayertechnik, weil die kapazitive Kopplung zur Masselage zu stark ist. Die Stromverteilung wird auf beiden Lagen gleich sein.

7.2.4

Entkopplung zwischen Baugruppe und Umgebung durch eine weitere Masseschleife

Ist der Aufbau einer optimalen Massestruktur nicht m¨oglich, kann ein a¨ ußerer St¨orstrom durch einen Bypass an der Masse der Baugruppe vorbeigeleitet werden (Bild 7.10). Auch das Schirmblech im Bild 7.9 kann f¨ur die Zwecke einer solchen Verbindung verwendet

7.2 Massestruktur von Baugruppen

153

werden; es b¨ußt dadurch nichts von seiner Schirmfunktion ein. Wie Bild 7.10 zeigt, bestehen nun eine ,,innere” und eine ,,¨außere” Masseschleife; es ist also eine weitere Masseschleife entstanden. Die ,,innere” Masseschleife ist niederimpedanter geworden, die Verkopplung der einzelnen Stufen der Baugruppe kann dadurch gr¨oßer sein. Dem ist durch entsprechende ,,Entkopplungsmethoden” zu begegnen; z. B. kann die Impedanz der inneren Masseschleife durch eine Gleichtaktdrossel (ZE,int im Bild 7.10) wieder erh¨oht werden. Bei mehreren an die Baugruppe angeschlossenen Leitungen muss jede Leitung eine Gleichtaktdrossel erhalten4 . Das Ersatzschaltbild im Bild 7.10 (rechts) zeigt einen Spannungsteiler, bestehend aus ZE,int , ZK und ZE,ext , der die Verkopplung der Baugruppe mit der Umgebung in beiden Richtungen d¨ampft, von Ust¨or,int nach außen und von Ust¨or,ext nach innen. Die D¨ampfung dieses Spannungsteilers sollte zuerst durch eine Verringerung von ZK erh¨oht werden, da dies nur durch konstruktive Maßnahmen und ohne teure EMV-Bauelemente geschehen kann. Erst dann k¨onnte sie bei Bedarf durch weitere entkoppelnde Impedanzen (ZE,int , die wichtigere, oder ZE,ext ) vergr¨oßert werden. Man bedenke, dass eine Bypassstruktur zwar deutlich besser als eine ausgedehnte Reihenmassestruktur jedoch gegen¨uber einer Sternstruktur nur eine zweitbeste L¨osung ist, wie im Abschn. 6.3.2 beschrieben wurde! Spannungsversorgung

Eingang r Z E,int

s Z E,ext

r

Leiterplatte U st¨or,int

f

innere Masseschleife ZK

U st¨or,int g r Ausgang

ZE,int q

s

Bypass

f -

q

ZE,ext

¨ außere Masseschleife

q

ZK

q

g -

U st¨or,ext

U st¨or,ext

Bild 7.10: Baugruppe mit ung¨unstiger Lage der Masseanschl¨usse und Bypass, rechts: ESB

7.2.5

¨ ¨ Maßnahmen bei ungunstiger Platzierung der Anschlusse

Wenn die Sternstruktur mit der geforderten Platzierung der Anschl¨usse an eine Leiterplattenseite, aus welchen Gr¨unden auch immer, nicht realisiert werden kann, kann die Baugruppe gegen¨uber der Umgebung durch eine der folgenden M¨oglichkeiten entkoppelt werden: 4

Eigentlich brauchten bei n Leitungen nur n − 1 mit einer Gleichtaktdrossel versehen werden. Man kann sie dar¨uber hinaus auch als Filter (Frequenzbereich!) zur Einrichtung einer EMV-Zone nutzen, dann aber bei allen Leitungen.

7 Planung der EMV von Baugruppen, Ger¨aten und Anlagen

154

1. Einzelne kritische Stufen werden durch eine der ,,Entkopplungsmethoden” (Abschn. 6.3, S. 125 ff.) gegen¨uber der Umgebung entkoppelt. 2. Die Impedanz der Masse der gesamten Baugruppe zwischen den Anschl¨ussen muss durch Vermaschung oder eine durchgehende Masselage m¨oglichst gering gemacht werden (s. Entkopplungsmethode ,,Vermaschung”, Abschn. 6.3.1, S. 126). 3. Durch einen niederimpedanten Bypass wird eine weitere Masseschleife geschaffen, die die D¨ampfung zwischen dem Schaltungsinneren und der Außenwelt vergr¨oßert (s. Abschn. 7.2.4 und Bild 7.10). 4. Der Weg durch die Schaltungsmasse muss im gesamten Testfrequenzbereich sehr hochohmig gemacht werden z. B. durch eine galvanische Trennung (s. Abschn. 6.3.3, S. 130) mit zus¨atzlichen Gleichtaktdrosseln oder nur durch Gleichtaktdrosseln (s. Bild 7.11). Spannungsversorgung ........... ............. .. ........ ........ ... .............. .......

Eingang ...... ... ...... ............ .. ........ ......... .... ......... . ........

r

r

g

Leiterplatte

r

Ausgang ...... ... ...... ............ .. ........ ......... .... ......... . ........

Bild 7.11: Baugruppe mit ung¨unstiger Lage der Masseanschl¨usse und Gleichtaktdrosseln

Aus Kostengr¨unden sollte zun¨achst die verkoppelnde Impedanz so weit wie m¨oglich reduziert werden. Erst danach muss man ggf. die entkoppelnden Impedanzen erh¨ohen. Meist wird in der Praxis die erste, die kosteng¨unstige M¨oglichkeit, gar nicht erwogen; so treibt man die EMV-Kosten und auch das Bauvolumen unn¨otig hoch. Bei zuzukaufenden Baugruppen kann die Verteilung der Anschl¨usse am Leiterplattenumfang ein Hinweis auf ung¨unstige EMV-Eigenschaften oder eine uneffektive Gestaltung der Masse sein!

¨ 7.3 Strahlungskopplung bei ungunstiger Massestruktur Einen wichtigen Zusammenhang, der bei hohen Frequenzen auch die Strahlung betrifft, haben wir bereits im Kap. 3 erkannt: Hin- und R¨uckleiter einer HF-Strom f¨uhrenden Leiterschleife sollten m¨oglichst nah beieinander liegen, damit sich die magnetischen Felder von Hin- und R¨uckleiter m¨oglichst gut kompensieren sowie die induktive Kopplung u¨ ber die Gegeninduktivit¨at zu anderen Maschen und auch die Strahlungskopplung mit der Umgebung gering bleiben. Ung¨unstige Massestrukturen k¨onnen aber ebenfalls

7.3 Strahlungskopplung bei ung¨unstiger Massestruktur

155

Ursache f¨ur Strahlungskopplung sein. Im Folgenden wird an Beipielen gezeigt, wie Teile des Schaltungsaufbaus als Antennenstrukturen dienen k¨onnen, u¨ ber die St¨orungen abgestrahlt aber auch empfangen werden k¨onnen.

7.3.1

Teilmassen als Antennenstrukturen

Bei einer Leiterplatte mit einer Massestruktur wie in Bild 7.4 (S. 149) tritt neben der beschriebenen leitungsgebundenen St¨orkopplung auch eine Strahlungskopplung auf, wenn die St¨orspannung hochfrequent ist (s. auch [21]). Dies soll mit einem Gedankenexperiment f¨ur den Fall der Abstrahlung verdeutlicht werden: Bild 7.12 zeigt eine Masche einer digitalen Schaltung auf einer Leiterplatte mit einem hochfrequenten Signalstrom, der an der Impedanz der Masseleitung die Spannung UHF erzeugt. Die u¨ brigen daran angeschlossenen Masseleitungen oder Massefl¨achen auf der Leiterplatte und an die Leiterplatte angeschlossene Masseleitungen oder Leitungsschirme wirken als Antenne, die von UHF zur Strahlung angeregt wird (Bild 7.13). Die Anordnung strahlt auch, wenn die Leiterplatte geschirmt ist, sofern die durch Impedanzkopplung entstandenen Potentialdifferenzen zwischen den außen angeschlossenen Leitungen bestehen bleiben. Dies wird im Versuch durch Fehlen einer Verbindung der rechten Masseleitung (,,Ausgang”) zum Geh¨ause erreicht. Die Abstrahlung der Leiterplatte selbst kann zwar durch ihre Abschirmung beherrscht werden. Um aber die Strahlung der Leitungen zu reduzieren, muss man die Potentialdifferenz zwischen den Massepunkten, an die sie angeschlossenen sind, minimieren. Das kann durch Auflegen aller den geschirmten Bereich verlassenden Masseleitungen auf den Schirm geschehen. Der Schirm stellt nun einen niederimpedanten Bypass dar; dessen Impedanz ist die Koppelimpedanz zwischen Innen- und Außenraum. ¨ Gehause Leiterplatte

Eingang s r

g r

ZK

-

r

r Ausgang

UHF

Bild 7.12: Hochfrequente Spannungsabf¨alle auf der Masse regen die angeschlossenen Leitungen zur Strahlung an; die rechte Masseleitung ist nicht mit dem Schirm verbunden ∼k UHF Bild 7.13: ESB als Antenne mit Sendereinspeisung

156

7 Planung der EMV von Baugruppen, Ger¨aten und Anlagen Leiterplatte

s r s r

g r

ZK

-

r

UHF

Bild 7.14: Minimierung der Antennenfußpunktspannung durch eine Sternstruktur der angeschlossenen Masseleitungen

Der geschirmte Bereich wird eine EMV-Zone. Die Koppelimpedanz zwischen Innenund Außenraum kann aber sehr viel wirksamer durch eine Platzierung der Anschl¨usse der Leitungen auf der Leiterplatte nah beieinander und damit durch eine Sternstruktur (s. Bild 7.14) reduziert werden. Dann werden die Leitungen ebenfalls nicht mehr angeregt. Ein Schirm ist nun nicht mehr n¨otig. Die Sternstruktur verhindert, dass Massepotentialdifferenzen der Schaltung u¨ ber die angeschlossenen Leitungen exportiert werden. Der Effekt wirkt wieder in beide Richtungen, also auch f¨ur Einstrahlung. Bild 7.15 belegt diesen Zusammenhang durch Messergebnisse. Sie wurden an einer wie in den Bildern 7.12 und 7.14 aufgebauten Leiterplatte in einer GTEM-Zelle aufgenommen. Die Leiterplatte mit einer Oszillatorschaltung (20 MHz, 74F04, TTL), einem RCGlied als Last und Batterien zur autarken Spannungsversorgung wurde in ein Blechgeh¨ause gebaut, dessen Deckel man abnehmen kann, so dass das abgestrahlte Spektrum der Anordnung bei geschirmter und ungeschirmter Schaltung bestimmt werden kann. Die Schaltungsmasse ist nur an der linken Seite (,,Eingang”) mit dem Geh¨ause verbunden. Dr¨ahte von ca. 30 cm L¨ange stellen angeschlossene Masseleitungen dar und sind, wie im Bild 7.12 und 7.14 beschrieben, an die Masse der Leiterplatte anzustecken. Sie bilden die Antenne, die von den hochfrequenten Spannungsabf¨allen auf der Masse der Leiterplatte angeregt wird. Im Bild 7.15 (linke Spalte) ist das abgestrahlte Spektrum zu der im Bild 7.12 geh¨origen Anordnung mit ung¨unstiger Massestruktur dargestellt. Wie die breitbandig gemessenen Spannungen UΣ zeigen, ist kein wesentlicher Unterschied zwischen nicht geschirmter (linke Spalte, oben) und geschirmter Leiterplatte (linke Spalte, Mitte) zu erkennen. F¨ahrt man die geschirmte Anordnung mit einer HF-Sonde ab, so wird man trotz Schirmung eine Strahlung entlang des gesamten Aufbaus einschließlich der angeschlossenen Masseleitungen feststellen. Mit einer solchen Schirmung wird die gew¨unschte Wirkung verfehlt. Wird allerdings auch die rechts angeschlossene Masseleitung auf das Schirmgeh¨ause gelegt, wird die hochfrequente Potentialdifferenz durch die niedrige Impedanz des Geh¨auses reduziert und die Strahlung verringert. Im gemessenen Fall war die Masse mit zwei parallelgeschalteten ca. 2,5 mm langen Dr¨ahten, also nicht großfl¨achig und damit auch nicht optimal, auf das Geh¨ause gelegt. Die noch vorhandene Strahlung (linke Spalte, unten) zeigt, wie sorgf¨altig das Auflegen zu erfolgen hat.

7.3 Strahlungskopplung bei ung¨unstiger Massestruktur Ung¨ unstige Massestruktur Schaltung ungeschirmt: UΣ =22,5 mV ↑ −30 E −50 dB −70 −90

. .. . . . . .. . . . . . . . ... .. ... ... ... ... .... ... ... ... .... ... .... .. .. .. ... . . . ........................................................................................... 0

100 200 300 400 f /MHz −→

Schaltung geschirmt: UΣ =18,3 mV ↑ −30 E −50 dB −70 −90

. . . .. .. ... ... .. .. . .. . .. .... .. .... . ... . ... ... ... ... .... ... ... ... ... .. ... . .. .... ......................................................................................... 0

100 200 300 400 f /MHz −→

Optimale Massestruktur

↑ −30 E −50 dB −70 −90

↑ −30 E −50 dB −70 −90

UΣ =1,5 mV

..................................................................... 0

100 200 300 400 f /MHz −→

UΣ