Раздел 2. Усиление слабы х сигналов. Глава 4. Принципы построения усилительны х схем 4.1. Схемы подачи питания и ста...
381 downloads
195 Views
590KB Size
Report
This content was uploaded by our users and we assume good faith they have the permission to share this book. If you own the copyright to this book and it is wrongfully on our website, we offer a simple DMCA procedure to remove your content from our site. Start by pressing the button below!
Report copyright / DMCA form
Раздел 2. Усиление слабы х сигналов. Глава 4. Принципы построения усилительны х схем 4.1. Схемы подачи питания и стабилизации Постоянные токи и напряжения в цепях УЭ, соответствующие состоянию покоя, т.е. при отсутствии на входе УЭ переменного усиливаемого сигнала, называются токами и напряжениями покоя. Они определяют на входной и выходной статических характеристиках УЭ точку покоя, положение которой характеризует режим работы УЭ по постоянному току. Токи и напряжения покоя УЭ устанавливают подачей соответствующих постоянных напряжений (или токов) от источника питания (ИП), причем стараются использовать один ИП для входной и выходной цепей УЭ (за исключением цепей накала электронных ламп). Для обеспечения выбранного режима работы УЭ по постоянному току служат специальные цепи питания. Для получения выходного постоянного напряжения обычно используется последовательное с нагрузкой включение ИП. Например, у биполярного транзистора для подачи напряжения покоя в выходную цепь U кэ 0 используется сопротивление нагрузки R (рис. 4.1, 4.2). Цепи смещения, задающие точку покоя на входной характеристике УЭ должны обеспечивать необходимые значения и полярность напряжения смещения, а также удерживать положение точки покоя в необходимых пределах при воздействии дестабилизирующих факторов. Цепь смещения зависит от типа УЭ. Например, для биполярных транзисторов, требуется обеспечить либо фиксированный ток базы I б 0 , либо фиксированное напряжение U бэ 0 . Схема каскада со смещением фиксированным током базы показана на рис. 4.1.
Учитывая,
что
U бэ 0 I б 0
I д = ( 5 - 10 ) I б 0 в каскадах ПУ).
(реально
Тогда U бэ 0 =
(E - I б 0 R 1 ) R 2 R 1 + R 2
»
ER 2 . R 1 + R 2
Однако, и эта схема не обеспечивает постоянства точки покоя, а следовательно, стабильности показателей усилителя. Например, при нагреве транзистора происходит следующее: 1. Существенно увеличивается h 21 э , что согласно (4.2) увеличивает
I к 0 даже при неизменном I б 0 . 2. Увеличивается обратный ток коллектора I кн (тепловой ток неосновных носителей через переход кб), протекающий через нижнее плечо делителя (на рис. 4.2 не показан), а следовательно несколько увеличивается U бэ 0 .
Рис. 4.3 3.Заметно возрастает ток базы изза смещения входных характеристик (рис. 4.3). Создать каскад со стабильными по отношению ко всем дестабилизирующим факторам параметрами можно путем введения ООС по постоянному току. На этом основаны схемы стабилизации точки покоя. Схема коллекторной стабилизации приведена на рис. 4.4. Специально введена цепь ООС по напряжению, параллельная по входу (резистор R 1 ). Покажем, как она действует. Последовательность рассуждений отобразим в виде цепочки, в которой - означает увеличение, ¯ уменьшение, а ® следствие, вытекающее из этого утверждения.
Рис. 4.4. Пусть I к 0 по какойто причине увеличилось. Тогда
I к 0 - ® I к 0 R -® I б 0 »
E - I к 0 R R б
¯® I к 0 ¯,
т.е. введение ООС препятствует изменению точки покоя. Схема коллекторной стабилизации проста и экономична, но имеет существенные недостатки: 1. Ее эффективность тем выше, чем больше сопротивление R . (схема работоспособна при условии I к 0 R » 0 , 5 E ), но значение R ограничено искажениями в области верхних частот(см. ниже); 2. ООС в схеме частотнонезависимая и существует не только для постоянного, но и для переменного тока, что приводит к снижению коэффициента усиления каскада и входного сопротивления. Более эффективна схема эмиттерной стабилизации (рис. 4.5).
Рис. 4.5. Стабилизация режима осуществляется благодаря последовательной ООС по току за счет включения резистора R э . Напряжение ОС создается на резисторе R э за счет протекания тока эмиттера ( I э 0 = I к 0 + I б 0 » I к 0 ) и подается последовательно во входную цепь. Блокировочный конденсатор
1 С э большой емкости ( 1, I бm
Коэффициент усиления по напряжению (на средних частотах):
K u =
U вых т U вх т
=
I km R н ~ h R = 12 э н ~ , I бm R вх оэ R вх оэ
(4.3)
где R вх оэ входное сопротивление транзистора при включении с ОЭ. Очевидно, K u > 1, K p = K i K u >> 1 . Схема включения с ОЭ реализует наибольшее усиление по мощности, имеет среднее значения входного и выходного сопротивлений ( R вх сотни Ом, R вых единицы, десятки кОм). Однако, изза отсутствия внешних ОС схема с ОЭ обладает наихудшими частотными свойствами и нелинейными искажениями. Схема усилительного каскада при включении транзистора с ОК приведена на рис. 4.12.
Рис. 4.12 Учитывая, что в этой схеме коллектор заземлен по переменному току через большую емкость источника питания, входной сигнал подается между базой и коллектором (землей), а нагрузка подключается между эмиттером и коллектором (землей). Здесь при возрастании e и (или u вх ), возрастает ток базы i б , а следовательно и ток эмиттера i э = i к + i б = ( h 12 э + 1 ) i б , что приводит к возрастанию потенциала эмиттера ( u вых ), то есть каскад фазу не меняет. Каскад с ОК можно рассматривать как каскад с ОЭ, охваченный глубокой ( b = 1 ) ООС по напряжению, последовательной по входу: ìu ос = u Rн = u вых (4.4) í u = u + u î вх бэ вых Все особенности каскада определяются влиянием этой ОС. Из (4.4) K и =
U m вых U m вх
=
U m вых U m бэ + U m вых
< 1 , но учитывая, что
U m бэ 1. Входное сопротивление Z вх ок = Z вх оэ ( 1 + K u оэ ) максимально (десятки, сотни кОм), а выходное сопротивление Z вых = Z вых оэ /( 1 + K uхх оэ ) минимально (доли, единицы Ом). Схема обладает достаточно хорошими частотными свойствами и малыми нелинейными искажениями. Схема усилительного каскада при включении транзистора с ОБ приведена на рис. 4.13.
Рис.4.13.
Здесь входной сигнал подается между базой (заземленной по переменному току) и эмиттером, а нагрузка (по переменному току) подключена между коллектором и базой. Следовательно, это схема с ОБ. При таком включении увеличение потенциала (относительно базы) приводит к закрыванию транзистора и увеличению потенциала коллектора, то есть фаза напряжения не меняется. В схеме с ОБ имеется 100% параллельная ОС по току: i э = i к + i б . Следовательно, коэффициент усиления по току K i > i б . Поэтому такой каскад называют повторителем тока. Учитывая вид ОС, входное сопротивление минимально (единицы, десятки Ом), а выходное максимально (сотни, тысячи кОм). Схема обладает хорошими частотными свойствами и малыми нелинейными искажениями. Вопросы для самопроверк и 1. Каково назначение цепей подачи питания и стабилизации точки покоя в усилительных каскадах
2. Какой вид ОС используется в схеме коллекторной стабилизации точки покоя? 3. Какой вид ОС используется в схеме эмиттерной стабилизации точки покоя? 4. Как выбирается емкость блокировочного конденсатора в цепи эмиттера при эмиттерной стабилизации точки покоя? 5. Какой вид ОС действует в биполярном транзисторе при его включении с общей базой? 6. Какой вид ОС действует в биполярном транзисторе при его включении с общим коллектором? 7. Поясните, как в биполярных транзисторах обеспечивается смещение фиксированным током базы. 8. Поясните, как в биполярных транзисторах обеспечивается смещение фиксированным напряжением база эмиттер. 9. Приведите примеры схем термокомпенсации и объясните их принцип действия. 10. Какая схема термокомпенсации используется в интегральной схемотехнике? Почему?
Глава 5. Каскады предв арительного усиления Назначение каскадов предварительного усиления (КПУ) повысить уровень сигнала, создаваемого источником, до уровня, необходимого для нормальной работы оконечного или предоконечного каскада. Основной особенностью КПУ является то, что они работают при малых уровнях входного сигнала и используемый участок ВАХ УЭ можно считать линейным, то есть УЭ работает в линейном режиме. Следовательно, каскад можно рассматривать как линейный четырехполюсник с постоянными
параметрами, определяемыми ИП ( то есть выбором точки покоя УЭ), и рассчитывать аналитически. КПУ могут быть выполнены на биполярных или полевых транзисторах, ИМС, а также электронных лампах. Основу КПУ на дискретных элементах составляют резисторные каскады. 5.1. Резисторны й каск ад Рассмотрим каскад на биполярном транзисторе, включенном по схеме с ОЭ, как наиболее часто используемый в КПУ. Принципиальная схема каскада приведена на рис. 5.1.
Рис. 5.1. Отличительной особенностью резисторного каскада является использование резистивноемкостной цепи межкаскадной связи, когда переменный сигнал с выхода предыдущего каскада на вход последующего подается через разделительный конденсатор C р , пропускающий только переменную составляющую и развязывающий каскады по постоянному току. Такая же связь в схеме рис. 5.1 используется с ИС. Развязывающий фильтр R ф C ф используется для устранения паразитной ОС между каскадами через общий ИП, сопротивление которого переменному току строго не равно нулю. Назначение остальных элементов схемы рассмотрено в предыдущей главе. Расчет каскада заключается в определении коэффициента усиления, частотных искажений, входных и выходных параметров. Для составления эквивалентной схемы каскада по переменному току рассмотрим сначала П образную эквивалентную схему транзистора, включенного с ОЭ (рис 5.2).
Рис. 5.2. Здесь r б ¢ » 100 Ом для низкочастотных транзисторов, r б ¢ » 30 - 50 Ом для высокочастотных транзисторов. rб ¢ э = r э ( 1 + h 21э ) , где r э =
26 дифференциальное сопротивление I э ( мА )
эмиттерного перехода, rб ¢ к » r к дифференциальное сопротивление коллекторного перехода ( r б ¢к > 1 Мом); rб ¢ к >> r кэ ; Сб ¢ э емкость между базой и эмиттером; С к емкость между базой и коллектором – емкость внутренней ОС (десятки пФ); U п напряжение на эмиттером переходе; dI S п = k крутизна характеристики выходного тока по dU п напряжению на эмиттерном переходе. При расчетах основных характеристик часто пользуются частотами: f Т , на которой h 21э = 1 ; f h 21 э (граничная частота), на которой h 21 э уменьшается в 2 раз. Учитывая, что rб ¢ к очень большая величина, а С к емкость, создающая параллельную ОС, входная и выходная цепи транзистора могут быть развязаны и эквивалентная схема примет вид рис. 5.3.
Рис. 5.3. Здесь согласно (3.11) С вх = С б ¢ э + С к ( 1 + К uп ) =
1
w h 21 э r б ¢э
+ S п R н ~ C к , где
U К ип = вых коэффициент усиления транзистора относительно U п управляющего
напряжения. Обычно принимают К ип » К и =
U вых ; U вх
Rвых = r кэ ,
Свых = С к .
Теперь полная эквивалентная схема резисторного каскада, соответствующего принципиальной схеме рис. 5.1. от выхода первого УЭV1 до входа второго V2 может быть представлена в виде рис. 5.4.
Рис. 5.4. Здесь С М емкость монтажа (1015 пФ). Упростим схему рис. 5.4, объединив параллельновключенные паразитные емкости и сопротивления делителя: С 0 = С вых + С М + С вх сл » С вх сл ;
R д сл =
R 1 сл R 2 сл . В результате R 1 сл + R 2 сл
получим схему, изображенную на рис. 5.5.
Рис. 5.5. Как следует из рис. 5.5, изза наличия емкостей в эквивалентной схеме каскада, сопротивление которых зависит от частоты, его коэффициент усиления по напряжению К и ( или К ип ) будет меняться с изменением частоты . Учитывая, что С р >> C 0 и, рассматривая зависимость К и (w ) , можно выделить три частотные области с различной зависимостью К и (w ) : область средних частот (СЧ), область нижних частот (НЧ), область верхних частот (ВЧ). Соотношение между емкостями эквивалентной схемы рис. 5.5 позволяет считать, что в области СЧ сопротивление емкости С р пренебрежимо мало по сравнению с последовательно включенными сопротивлениями, а сопротивление емкости С 0 очень велико по сравнению с параллельно включенными сопротивлениями. Следовательно С 0 можно исключить из эквивалентной схемы, а С р закоротить. В результате получим
эквивалентную схему рис. 5.6, в которой отсутствуют частотнозависимые элементы, а следовательно согласно 4.3, h R K и ср = 21э н ~ . (5.1) R вх оэ
Рис. 5.6.
Из рис. 5.6 видно, что R вх оэ = r б ¢ + r б ¢э = r б ¢ + r э ( h 21э + 1 ) . Преобразуя схему рис. 5.6 к виду рис. 5.7, определим R н ~ = R || R д сл || R вх сл || R вых .
(5.2)
Рис. 5.7. Коэффициент усиления по току K i ср =
U вх сл h 21 э R н ~ I вых I б сл I R = = = k н ~ = . I вх I б I б R вх сл I б R вх сл R вх сл
Рассматривая область НЧ, уже нельзя пренебрегать влиянием емкости разделительного конденсатора, так как по мере уменьшения частоты сопротивление ее возрастает и становится сравнимым с последовательно включенными активными сопротивлениями. В результате, учитывая (5.2), получаем эквивалентную схему, изображенную на рис. 5.8 и приводим ее к виду рис. 5.9, заменив (для удобства) источник тока эквивалентным источником напряжения.
Рис. 5.8. & Здесь U нч экв = S п U п R нч экв ; R нч экв = R вых || R » R ; R 0 = R д сл || R вх сл .
Рис. 5.9. Для определения АЧХ и ФЧХ каскада в области НЧ, найдем U& вых по эквивалентной схеме рис. 5.9: & U& (5.3) вых ( w ) = I R 0 = U нч экв R 0 /( R нч экв + R 0 + 1 / j wC р ) . Из выражения (5.3) можно получить выражение U вых ср для области средних частот, полагая w ® ¥ : U вых ср = U нч экв R 0 /( R нч экв + R 0 ) . (5.4) Теперь из (5.5) и (5.4) с учетом (2.11): & ( w ) U 1 Y& (w ) = вых = , U вых ср 1 + 1 / j wt нч (5.5) где t нч = С р ( R нч экв + R 0 ) постоянная времени каскада в области НЧ. Выделяя действительную и мнимую части в выражении (5.5) можно определить модуль (АЧХ) и фазу (ФЧХ) как функции частоты. 1 Yнч = Y нч (w ) = (5.6) 2 æ 1 ö ÷÷ 1 + çç wt è нч ø tgj =
1
;
wt нч Коэффициент частотных
æ 1 ö ÷÷ . è wt нч ø
j = arctg çç
искажений
из
(2.4)
и
(5.6)
2
æ 1 ö ÷÷ . Из выражения (5.6) следует, что нижняя граничная M нч = 1 + çç è wt нч ø частота (круговая), соответствующая падению коэффициента усиления в 2
раз w н
2
=
1
t нч
.
(5.7)
Частотные и фазовые характеристики приведены на рис. 5.10, 5.11 со ответственно. Физически эти зависимости легко объяснимы. Например, с понижением частоты, увеличивается сопротивление разделительного конденсатора, следовательно уменьшается ток в цепи (рис. 5.9) и выходное напряжение, что определяет «завал» АЧХ.
Рис. 5.10 Рис. 5.11. Для нахождения АЧХ и ФЧХ в области ВЧ используем эквивалентную схему рис. 5.12, полученную из общей эквивалентной схемы (рис. 5.5),
Рис. 5.12 где учитывается влияние емкости С 0 , сопротивление которой с ростом частоты уменьшается и начинает заметно шунтировать сопротивление нагрузки. Введя эквивалентное сопротивление источника сигнала (для выходной цепи) R г = R вых || R || R д сл , переходя от источника тока к источнику напряжения и, используя метод эквивалентного генератора, окончательно получим эквивалентную схему резисторного каскада в области ВЧ (рис. 5.13). &п R г r б ¢э сл S п U & Здесь U вч экв = ; R вч экв = ( R г + r б ¢ ) || r б ¢э сл R г + r б ¢ + r б ¢э сл Проводя преобразования, подобные рассмотренным выше, для цепи рис. 5.13, получим:
Рис. 5.13. & ( w ) U 1 вых Y& ( w ) = = , вч U вых ср 1 + 1 / j wt вч
(5.8)
где t вч = R вч экв С 0 . Заметим, что обычно rб ¢