Ekstrakcja informacji z sygnału radiometrycznego

2

BG H

AG

Kazimierz Korbel

BG

AG

H

Ekstrakcja informacji z sygnału radiometrycznego

Wydział Fizyki i Informatyki Stosowanej Akademia Górniczo-Hutnicza Kraków 2006

H AG BG Wydawca: Wydział Fizyki i Informatyki Stosowanej Akademia Górniczo-Hutnicza al. Mickiewicza 30, 30-059 Kraków Druk wykonano z oryginałów dostarczonych przez Autora ISBN 83-921064-6-6 2

Spis treści 1. Wprowadzenie................................................................................................................

5

2. Kondycjonowanie sygnału radiometrycznego................................................................ 2.1. Parametry i charakterystyki – Glosariusz.................................................................... 2.2. Metody i układy kondycjonowania sygnału................................................................ 2.2.1. Wzmacniacze........................................................................................................... 2.2.2. Układy przemiany kształtu impulsów...................................................................... 2.2.3. Układy przywracania poziomu zerowego [BLR]..................................................... 2.2.4. Układy wykrywania i odrzucania spiętrzeń.............................................................

7 7 16 16 34 39 56

BG

AG

H

3. Metody i układy ekstrakcji informacji........................................................................... 65 3.1. Ekstrakcja informacji o intensywności promieniowania jonizującego....................... 65 3.1.1. Przeliczniki impulsów.............................................................................................. 66 3.1.2. Układy pomiaru szybkości zliczeń – integratory impulsów.................................... 76 3.1.2.1. Liniowe integratory analogowe............................................................................. 76 3.1.2.2. Analogowe integratory logarytmiczne.................................................................. 86 3.1.2.3. Integratory cyfrowe.............................................................................................. 96 3.2. Ekstrakcja informacji o energii promieniowania....................................................... 99 3.2.1. Układy dyskryminatorów całkowych..................................................................... 102 3.2.2. Dyskryminatory różnicowe.................................................................................... 111 3.2.3. Wielokanałowe analizatory amplitudy impulsów.................................................. 121 3.3. Ekstrakcja informacji czasowej................................................................................. 133 3.3.1. Ekstrakcja informacji o czasie zdarzenia – metody i układy................................. 134 3.3.1.1. Metoda dyskryminacji na czole impulsu............................................................ 135 3.3.1.2. Metody stałofrakcyjne........................................................................................ 137 3.3.1.3. Metoda konwencjonalnego przejścia przez zero................................................ 145 3.3.1.4. Metoda szybkiego przejścia przez zero.............................................................. 147 3.3.1.5. Metoda dyskryminacji stałofrakcyjnej na tylnej krawędzi impulsu................... 150 3.3.2. Układy ekstrakcji informacji o odległości zdarzeń............................................... 151 3.3.2.1. Techniki chronotronowe..................................................................................... 153 3.3.2.2. Układy z konwersją sygnału czasowego............................................................ 162 3.4. Ekstrakcja informacji przez selekcję czasową........................................................ 181 3.4.1. Układy koincydencyjne.................................................................................... 181 3.4.1.1. Koincydencyjne układy typu „overlap”............................................................ 184 3.4.1.2. Regeneracyjne układy koincydencyjne............................................................. 204 3.4.2. Układy bramkujące.............................................................................................. 210 3.4.2.1. Liniowe bramki monopolarne........................................................................... 211 3.4.2.2. Liniowe bramki bipolarne................................................................................. 217 3.5. Ekstrakcja informacji o rodzaju promieniowania................................................... 228 3.5.1. Układy dyskryminatorów według kształtu.......................................................... 228 3.5.2. Identyfikatory cząstek naładowanych.................................................................. 249 4. Bibliografia................................................................................................................... 257 3

4

BG H

AG

1. Wprowadzenie

H

Mianem sygnału radiometrycznego nazywać będziemy strumień promieniowania jonizującego (jądrowego) opisany zespołem (uwarunkowanych procesem generacji promieniowania) jego inherentnych parametrów deskryptywnych, modyfikowanych efektami oddziaływania (absorpcja, rozpraszanie, konwersja i i.) z medium transmisyjnym. Sygnał radiometryczny jest w tym kontekście nośnikiem szeregu informacji dotyczących źródła promieniowania jak również własności interaktywnego ośrodka. Zadaniem radiometrycznego systemu pomiarowego jest wydobycie (ekstrakcja) z sygnału zawartej w nim pożądanej informacji z możliwie jak najwyższą dokładnością estymacji.

AG

Stochastyczny charakter sygnału radiometrycznego implikuje wykorzystanie w tym procesie statystycznych metod estymacji wyznaczanych wielkości [1],[2]. Metody te stanowią zresztą podstawę współczesnych teorii systemów pomiarowo-informacyjnych [3], spośród których za szczególnie bliską zagadnieniom transportu sygnału radiometrycznego [4] należy uznać statystyczną teorię komunikacji [5].

BG

Skonstruowany w konwencji pojęć tej teorii uogólniony schemat pojedynczego toru pomiarowego systemu radiometrycznego daje się przedstawić w postaci pokazanej na rysunku 1. ŹRÓDŁO SYGNAŁU

MEDIUM

INTERAKCJA

TRANSMISJA

DETEKTOR TRYGER

RECEPTOR DETEKTOR

[T/N ] [K ]

AKCEPT / WZBR

[E]

[ INF ]

KONDYCJONER EKSTRAKTOR ESTYMATOR

Rys. 1. Uogólniony schemat blokowy radiometrycznego toru pomiarowego [Kursywą podano oznaczenia wg terminologii radiometrycznej ]

Wobec niezgodności terminologicznej oznaczeń poszczególnych bloków funkcjonalnych stosowanych w dziedzinie radiometrii oraz w technice transmisji i przetwarzania sygnałów, na powyższym schemacie podano również kilka oznaczeń alternatywnych. Szczególna rozbieżność znaczeniowa dotyczy terminu DETEKTOR, który w sferze definicyjnych określeń statystycznej teorii komunikacji nadano układowi stwierdzającemu istnienie lub brak sygnału (względnie określonych jego cech) na tle towarzyszących zakłóceń szumowych. W dziedzinie fizyki jądrowej tego rodzaju układ zwany jest ogólnie 5

TRYGER’em przybierającym, stosownie do realizowanych funkcji, bardziej uszczegółowione nazwy. I vice versa, ugruntowana w domenie fizyki jądrowej nazwa DETEKTOR (czujnik promieniowania) w alternatywnej terminologii objęta jest terminem o szerszym zakresie znaczeniowym - RECEPTOR (odbiornik sygnału). Termin ten pojęciowo odpowiada bardziej określeniu BLOK ELEKTRONIKI FRONT-END [6], którym to mianem przyjęto zwać tandem konstrukcyjnie związanych jednostek funkcjonalnych: czujnika promieniowania, konwertującego nieelektryczny sygnał radiometryczny w proporcjonalny sygnał elektryczny i preprocesora analogowego, dokonującego wstępnego wzmocnienia i formowania sygnału elektrycznego.

H

Obydwa procesy przetwarzania sygnału obciążone są różnej natury zaburzeniami zarówno wewnętrznymi (szumy, interferencje) jak i zewnętrznymi (zakłócenia indukowane). Wynika stąd konieczność uzdatniania sygnału (tj. odpowiedniego przystosowania do dalszego procesowania) przed przekazaniem go do gałęzi DETEKTORA i EKSTRAKTORA. Operacje takiego uzdatniania noszą nazwę kondycjonowania sygnału, a służące temu celowi układy elektroniczne zwane są ogólnie KONDYCJONERAMI1 [7]. Pojęciem tym obejmowane są w zasadzie również układy preprocessingu sygnału; w obszarze systemów pomiarowych elektroniki jądrowej zostały one jednak wyodrębnione pod ugruntowaną już w praktyce nazwą układów ELEKTRONIKI FRONT-END.

AG

W wyniku konwersji sygnału radiometrycznego (w bloku ELEKTRONIKI FRONT-END) zawarte w nim informacje są przejmowane przez wtórny sygnał elektryczny wyrażając się odpowiednio w jego parametrach deskryptywnych. Tak na przykład w najprostszym przypadku pomiaru radiometrycznego, tj. monitorowania natężenia promieniowania, odnośną informację stanowi średnia częstotliwość impulsów wyjściowych RECEPTORA. Przy braku dodatkowych uwarunkowań metrologicznych funkcja EKSTRAKTORA sprowadza się wówczas praktycznie do detekcji binarnej sygnału elektrycznego, czyniąc zbytecznym stosowanie osobnego bloku funkcjonalnego.

BG

Bardziej rozbudowane układy ekstrakcji informacji wymagane są w dziedzinie pomiarów spektrometrycznych i identyfikacyjnych, a zwłaszcza w systemach wieloparametrowej i wielopoziomowej selekcji zdarzeń. Rodzaj ekstrahowanej z sygnału informacji decyduje zarazem o charakterze niezbędnego kondycjonowania. Z tego powodu zasadniczy wykład dotyczący ściśle problematyki ekstrakcji informacji poprzedzono zwięzłym omówieniem najważniejszych układów kondycjonujących stosowanych w spektrometrycznych systemach pomiarowych. Specyfika pomiarów radiometrycznych, a spektrometrycznych w szczególności, skłania jednak do poszerzenia zakresu znaczeniowego terminu KONDYCJONOWANIE o działania blokujące (wstrzymujące) procesowanie sygnału w określonych przypadkach ekstremalnych.

1

6

Termin ten funkcjonuje od wielu już lat w dziedzinie elektroniki i automatyki przemysłowej, nie upowszechnił się jednak – jak dotąd – w obszarze elektroniki jądrowej.

2. Kondycjonowanie sygnału radiometrycznego Podstawowymi operacjami kondycjonującymi sygnał radiometryczny, wobec jego obciążenia szumowego i relatywnie niskiego poziomu, są operacje wzmacniania i filtracji. W torze spektrometrycznym obie te operacje dokonywane są w układzie wzmacniacza formującego (ang. shaping amplifier). zawierającego obok aktywnych stopni wzmacniających zespół filtrów górno- i dolno-przepustowych. Problematyce filtracji sygnału poświęcono osobną, opracowaną w formie skryptu uczelnianego AGH [8] monografię; do tej pozycji odsyłamy więc zainteresowanego czytelnika.

AG

H

Rodzaj i zakres kondycjonowania w strukturze wzmacniacza spektrometrycznego wynika z ogólnych, nakładanych nań wymagań. Dotyczą one podstawowych własności wzmacniacza opisywanych przez jego charakterystyki i parametry znamionowe. Pożytecznym będzie więc przypomnieć w skrócie najważniejsze.

2.1. Parametry i charakterystyki – Glosariusz

BG

Podstawowym żądaniem stawianym generalnie torom pomiarowym jest wysoka liniowość ich przenoszenia. Za miarę tej własności wzmacniaczy przyjęto parametry określające odpowiednio globalne i lokalne odstępstwo charakterystyki przenoszenia od przebiegu idealnie liniowego. Parametrem globalnym opisującym nieliniowość wzmacniacza jest tzw. współczynnik nieliniowości całkowej εi . W terminach relacji napięciowej z mocy definicji wyraża się on zależnością : def

εi =

∆V o V p MAX

(1)

gdzie ∆Vo.max oznacza maksymalne odchylenie charakterystyki przejściowej od idealizowanego przebiegu liniowego, zaś Vo max maksymalną wartość nominalną odpowiedzi. W praktyce metrologicznej stosowane są trzy sposoby określania odchyłki ∆Vo. Zilustrowano je na rysunku 2. Najbardziej upowszechnił się sposób, w którym ∆Vo stanowi naturalną, maksymalną odległość punktów charakterystyki rzeczywistej i idealnej (∆VoA) leżących na wspólnej rzędnej, przy czym referencyjną charakterystykę idealną reprezentuje prosta (A) przechodząca przez skrajne punkty charakterystyki rzeczywistej. Drugi sposób przyjmuje za odniesienie prostą (B) równoległą do (A), stanowiącą symetralną punktów charakterystyki 7

rzeczywistej (∆VoB). Według tego sposobu wyznaczana jest nieliniowość całkowa urządzeń systemu aparaturowego „STANDARD”. Najrzadziej stosowany, trzeci sposób, za reprezentatywną odchyłkę (∆VoC) przyjmuje odległość między punktem przecięcia stycznej do charakterystyki rzeczywistej w „zerze” (C) z poziomem Vo max, a leżącym na wspólnej rzędnej punktem charakterystyki rzeczywistej. Ze względu na niezgodność wartości εi wyznaczanych różnymi sposobami dane katalogowe odnośnych urządzeń zawierają z reguły informację jakim sposobem w danym przypadku się posłużono. Vo Vo max

∆VoC

C

∆VoB

∆VoA

B

H

A

α

Vi

AG

Vi max

Rys. 2. Sposoby określania nieliniowości całkowej wzmacniacza

BG

Nieliniowość różniczkowa εd stanowi z kolei parametr lokalny, określający odstępstwo nachylenia rzeczywistej charakterystyki przejściowej (dVo/dVi)rzecz od nachylenia charakterystyki idealnej (dVo/dVi)ideal w punkcie aktualnej wartości wymuszenia Vi,m. Określa ona poziom zniekształcenia małych różnic amplitud sygnałów Z mocy definicji wielkość tę opisuje wyrażenie

def

ε d (Vi ) =

⎛ dVo ⎜ ⎜ dV ⎝ i

⎞ ⎛ dV ⎟ − ⎜⎜ o ⎟ ⎠ ideal ⎝ dVi ⎛ dVo ⎞ ⎜ ⎟ ⎜ dV ⎟ ⎝ i ⎠ ideal

⎞ ⎟ ⎟ ⎠ rzecz

=

tgα − tgβ tgα

(2)

gdzie tg α i tg β reprezentują odpowiednio nachylenia charakterystyki idealnej (ściśle liniowej) oraz stycznej do charakterystyki rzeczywistej w punkcie Vi,m., będące - jak to pokazano na rysunku 3 - geometrycznym odwzorowaniem wzmocnienia małosygnałowego. Nieliniowość różniczkowa jest funkcją punktu pracy (poziomu względem którego kształtują się zmiany napięcia wejściowego). Dla jej oceny wymagana jest zatem znajomość funkcji (2) w całym obszarze dynamicznym wzmacniacza. Nie mniej jednak katalogi firmowe zamiast pełnej charakterystyki podają czasem maksymalną wartość nieliniowości różniczkowej. Nieliniowość wzmacniacza jest jednym z czynników powodujących dystorsję widma amplitudowego w systemach spektrometrii amplitudowej W domenie czasu natomiast 8

równie ważnymi parametrami są czas opóźnienia top oraz czas narastania tn wzmacniacza. Wielkości te definiowane są na zasadzie różnych konwencji, podstawę których stanowią dwa rodzaje wymuszeń: skokowego (heaviside’owskiego) i impulsowego (dirakowskiego).

Vo max β

Vo,m charakterystyka rzeczywista

charakterystyka idealna

α

Vi Vi max

H

Vi,m

AG

Rys. 3. Ilustracja definicji nieliniowości różniczkowej

BG

Według ogólnie przyjętej umowy pod pojęciami czasu opóźnienia wzmacniacza jak i czasu narastania wzmacniacza należy rozumieć odpowiednie parametry sygnału wyjściowego wzmacniacza przy pobudzeniu skokowym lub impulsowym. Tak więc zdefiniowany na gruncie wymuszenia skokowego czas opóźnienia wzmacniacza określa współrzędna czasowa punktu czoła odpowiedzi znajdującego się na połowie jego amplitudy t50% , co można zapiać jako t op

def

=

t 50%

(3)

W tej samej konwencji czas narastania wzmacniacza tn definiowany jest na dwa sposoby. Aktualnie powszechnie stosowany jest sposób przypisujący atrybut czasu narastania interwałowi zawartemu między współrzędnymi czasowymi punktów odpowiedzi na poziomie dziesięciu (t10) i dziewięćdziesięciu (t90) procent jej wartości ustalonej. Definicja czasu narastania wzmacniacza według tego kryterium przybiera postać tn

def

=

t 90 − t10

(4)

W praktyce pomiarowej funkcjonuje wywodząca się z powyższej postaci formuła wyznaczona dla przypadku prostego układu inercyjnego pierwszego rzędu o wartości górnej pulsacji granicznej ω3dB, wiążąca w konsekwencji czas narastania z szerokością pasma przenoszenia ∆f. tn =

2.2 0.35 ≡ ω 3 dB ∆f

(5)

9

Na zasadzie zadowalającego przybliżenia stosowana jest ona również do układów pasmowo-przepustowych pod warunkiem dostatecznie dużej odległości ich częstotliwości granicznych. Druga definicja, oparta na założeniu wymuszenia skokowego, w terminologii anglosaskiej określana mianem „slope definition” (obecnie o raczej historycznym znaczeniu) aproksymuje czoło impulsu prostoliniowym odcinkiem stycznej do niego na poziomie połowy amplitudy (tzn. dla t = t50). Opisuje ją wyrażenie t n*

Vo max

def

=

(6)

dVo dt t50

oraz

H1 Ho

AG

t śr =

2 t dysp ≡ σ t2 =

def ∞

∫t

BG gdzie

H

Konwencja przyjmująca za standardowy sygnał wymuszający impuls dirakowski definiuje obie wielkości metodą momentów funkcji odpowiedzi impulsowej h(t) wzmacniacza [9,10]. Metoda ta, korzystająca z formalizmu matematyki statystycznej, pozwala w prosty sposób wyznaczyć charakterystyczne parametry, określające własności dynamiczne dowolnego typu obiektu dynamicznego, zwane potocznie uśrednionymi wskaźnikami dynamicznymi. W ogólnym przypadku są nimi: średni czas przejścia „zaburzenia” tśr i jego dyspersja czasowa tdysp. w obiekcie, określone zależnościami.

Hk =

n

H 2 ⎛ H1 −⎜ H 0 ⎜⎝ H 0

⎞ ⎟ ⎟ ⎠

(7)

2

h(t ) dt

(8)

(9)

0

jest momentem k-tego rzędu funkcji odpowiedzi impulsowej h(t). Oparty na wymuszeniu impulsowym sposób definiowania top i tn wzmacniacza wyraża te wielkości przy pomocy uśrednionych wskaźników dynamicznych, utożsamiając czas opóźnienia ze średnim czasem przejścia impulsu top ≡ tśr

(10)

a czas narastania wiąże z dyspersją czasową impulsu według relacji tn

≡

2π t dysp

(11)

Współczynnik skalujący 2π w zależności (11) wprowadzono w celu uzgodnienia wyników obliczeń otrzymywanych różnymi sposobami [9]. Zauważmy, że obydwie wielkości (top i tn) są oczywistymi funkcjami transmitancji F(s) wzmacniacza, można je zatem jednoznacznie opisać zespołem parametrów biernych transmitancję tę determinujących. Skorzystajmy w tym celu z podstawowej zależności 10

F (s ) ≡ h( s )

def

=

∫ h(t ) e

− st

dt

(12)

Zastępując w niej człon wykładniczy jego rozwinięciem w szereg potęgowy e − st

= 1 − st +

s 2 t 2 s 3t 3 − + ......... 2! 3!

(13)

oraz uwzględniając związek (8) otrzymujemy wyrażenie F (s ) = H 0 − H 1 s + H 2

s2 s3 − H3 + ...... 2! 3!

(14)

a 0 + a1 s + a 2 s 2 + ............. b0 + b1 s + b2 s 2 + .............

AG

F (s) =

H

ukazujące explicite powiązanie parametrów top i tn z transmitancją wzmacniacza. W prostej konsekwencji prowadzi ono do wyznaczenia zależności czasu opóźnienia i czasu narastania od struktury wzmacniacza i wartości jego elementów pasywnych. Takie uzależnienie tkwi inherentnie w obwodowym równaniu opisującym przepustowość operatorową F(s), które w ogólnym przypadku daje się przedstawić jako iloraz dwu wielomianów (15)

Na drodze elementarnych działań algebraicznych łatwo sprowadzić powyższe równanie do postaci o strukturze równania (14). Zadowalające przybliżenie zapewnia ograniczenie szeregu do jego trzech pierwszych składników : ⎡⎛ ⎛ a0 a b ⎞ s a b + ⎢⎜⎜ a 2 − 0 2 + ⎜⎜ a1 − 0 1 ⎟⎟ b0 b0 ⎠ b 0 b0 ⎢⎣⎝ ⎝

BG

F (s) =

⎞ ⎛ a b ⎞ b ⎤ s2 ⎟ − ⎜ a1 − 0 1 ⎟ 1 ⎥ ⎟ ⎜ b0 ⎟⎠ b0 ⎥⎦ b0 ⎠ ⎝

(16)

Porównanie współczynników przy takich samych potęgach zmiennej „s” w obu równaniach (14 i 16) prowadzi wprost do wyznaczenia szukanych zależności momentów charakterystyki impulsowej h(t) od wartości parametrów obwodowych H0 =

a0 b0

(17)

⎛a b a ⎞ H 1 = ⎜⎜ 0 2 1 − 1 ⎟⎟ b0 ⎠ ⎝ b0 ⎡⎛ ab H 2 = 2 ⎢⎜⎜ a 2 − 0 2 b0 ⎢⎣⎝

(18)

⎞ ⎛ ab ⎞ b ⎤ 1 ⎟ − ⎜ a1 − 0 1 ⎟ 1 ⎥ ⎟ ⎜ b0 ⎟⎠ b0 ⎥⎦ b0 ⎠ ⎝

(19)

Na gruncie przyjętej konwencji (6), (7), (10), (11) otrzymujemy ostatecznie 11

t op =

b1 a − 1 b0 a0

(20)

oraz ⎡ ⎧⎛ b ⎪ t n = ⎢2π ⎨⎜⎜ 1 ⎢ ⎪⎝ b0 ⎣ ⎩

1

2

⎞ ⎛a ⎟ − ⎜ 1 ⎟ ⎜a ⎠ ⎝ 0

2

⎞ ⎛a ⎟ + 2⎜ 2 ⎟ ⎜a ⎠ ⎝ 0

2 b2 ⎞⎫⎪⎤⎥ ⎟ − ⎬ b0 ⎟⎠⎪⎥ ⎭⎦

(21)

Praktyczna przydatność tych prostych relatywnie formuł jest jednak ograniczona do układów dolnoprzepustowych charakteryzujących się monotoniczną charakterystyką skokową. Współczynniki a0 i b0 transmitancji tej klasy układów (wzmacniaczy) są równe jedności, wobec czego równania od (15) do (21) ulegają znacznym uproszczeniom. W szczególności t op = b1 − a1

(22)

{ [

]}

1 2

H

t n = 2 π b12 − a12 + 2 (a 2 − b2 )

(23)

Vo

AG

Rysunek 4 ilustruje podane wyżej definicje na przykładzie odpowiedzi kaskady czterech identycznych obwodów całkujących. Vo

1.0 0.9

top

top

∼0.63

BG

0.5

0.1

t*n

tn (10-90)

tn t

a)

t

b)

Rys. 4. Ilustracja różnych sposobów definiowania czasu opóźnienia i czasu narastania wzmacniacza metodą wymuszenia skokowego (a) i impulsowego (b)

Zarówno czas opóźnienia jak i czas narastania należą do kategorii parametrów małosygnałowych wzmacniacza. Zalicza się do nich również, bardzo użyteczny w praktyce pomiarów spektrometrycznych, czas osiągnięcia wartości szczytowej impulsu wyjściowego formowanego w układzie filtru pasmowo-przepustowego wzmacniacza (ang. peaking time). Jak nietrudno wykazać [8], w ogólnym przypadku filtru typu (CR)-(RC)n (z jednym obwodem różniczkującym i n obwodami całkującymi) o identycznych stałych czasowych τi=τd=τ, współrzędna czasowa szczytu impulsu tmax pozostaje w prostej relacji do stałej czasowej filtru 12

= nτ

t max

(24)

Na kanwie przeglądu definicji podstawowych parametrów czasowych wzmacniacza wspomnieć wypada o jeszcze jednej - stanowiącej katalogowy parametr znamionowy scalonych wzmacniaczy operacyjnych - wielkości charakteryzującej szybkość reakcji wzmacniacza. Jest nią mianowicie szybkość narastania odpowiedzi SR (ang. slew-rate) zdefiniowana relacją SR

def

=

⎛ dVo ⎞ ⎜⎜ dt ⎟⎟ ⎠ max ⎝

(25)

W obszarze małosygnałowym wartość jej wyznaczają wartości elementów biernych układu oraz poziom wymuszenia, natomiast w warunkach pracy wielkosygnałowej jest ona podyktowana wydajnością prądową (prądem nasycenia Inas) dominującego elementu aktywnego (najczęściej stopnia wyjściowego struktury scalonej) i obciążającej go pojemności układowej Co zgodnie z zależnością ⎛ dV = ⎜⎜ o ⎝ dt

I ⎞ ⎟⎟ = nas Co ⎠ max

H

SR

(26)

AG

Parametr ten podawany jest w katalogach dla zadanych umownie warunków granicznych; przy wzmocnieniu jednostkowym (tj. w reżymie wtórnikowym) i poziomie wymuszenia równym maksymalnemu napięciu wyjściowemu (output voltage swing).

BG

Do zespołu ograniczeń wnoszonych przez inherentne własności wzmacniacza, powodujących różnego rodzaju dystorsje przenoszonego sygnału i pociągające w konsekwencji konieczność wprowadzenia odpowiedniego kondycjonowania, zaliczają się nadto - żeby wymienić tylko najważniejsze - przeciążalność amplitudowa (overloading), efekt spiętrzania impulsów (pile-up effect) oraz przesunięcie linii zerowej (base-line shift). Mianem przeciążalności amplitudowej określane są efekty przesterowania wzmacniacza sygnałem (impulsem) o amplitudzie przekraczającej znacznie zakres przenoszenia liniowego. Pierwotnym skutkiem przeciążenia amplitudowego jest głęboka dystorsja wywołującego go impulsu. Z przekroczeniem poziomu nasycenia wiąże się w pierwszym rzędzie ograniczenie poziomu odpowiedzi, po wtóre zaś poszerzenie impulsu uwarunkowane procesami akumulacji i wyciągania nadmiarowych nośników ładunku z bazy tranzystora. Nadto wobec pojemnościowego sprzężenia stopnia wzmacniającego ze źródłem wymuszenia oraz silnej zależności jego impedancji wejściowej od poziomu sygnału pojawia się bardzo głęboki i rozległy przerzut ujemny (undershoot) wprowadzający ten stopień w stan odcięcia. Powoduje to skutek wtórny, jakim jest przejściowa blokada (paraliż) toru transmisyjnego dla następnych w kolejności nie przeciążających impulsów ciągu. Wydłuża go dodatkowo ewentualny przerzut dodatni (overshoot) formowany w przypadku podwójnego różniczkowania sygnału. Te szkodliwe efekty ilustruje poglądowo rysunek 5, na którym obok odpowiedzi na impuls przeciążający (1) uwidoczniono również przebieg odpowiedzi na impuls mieszczący się w zakresie przenoszenia liniowego (2). Symbolem Trec oznaczono interwał niedrożności toru dla kolejnych (nieprzeciążających) impulsów. Po jego upływie układ wraca do normalnego stanu aktywnego, co dało asumpt do nazwania go czasem powrotu (ang. recovery time). 13

Jako parametr znamionowy wzmacniacza, czas powrotu określany jest dla założonej krotności przeciążenia; zwykle 100-krotnego, względnie rzadziej 500-krotnego. (1) (2)

Trec

Rys. 5. Diagramy odpowiedzi na impuls przeciążający (1) i nieprzeciążający (2)

BG

AG

H

Ze stochastycznego charakteru ciągu impulsów formowanych na wyjściu detektora wynika, że mogą się one losowo zbliżać na odległość, przy której zachodzić będzie ich wzajemne nakładanie (przekrywanie). Zjawisko takie nosi nazwę efektu spiętrzania impulsów. W zależności od średniej częstości impulsów ciągu i ich rozciągłości czasowej spiętrzenia obejmować mogą bądź tylko pary bezpośrednio sąsiednich impulsów bądź też ich liczniejsze „paczki”. W spektrometrycznym torze pomiarowym, stosownie do „procesowania” sygnału, spiętrzenia przybierają różną formę; zawsze jednak prowadzą do poszerzenia linii spektralnej czyli pogorszenia zdolności rozdzielczej systemu. Nieco odmienny jest również mechanizm degradacji rozdzielczości energetycznej w dwu podstawowych blokach wzmacniających: przedwzmacniaczu i sprzężonym z nim pojemnościowo wzmacniaczu głównym. Wynika on z charakteru nakładania się impulsów. W przedwzmacniaczu zachodzi ono na opadającej krawędzi impulsu podstawowego („na ogonie”), natomiast we wzmacniaczu głównym – w przeważającej mierze na jego ujemnym przerzucie. Obydwa przypadki ilustruje rysunek 6.

(a)

(b)

Rys. 6. Ilustracja spiętrzeń: (a) - „na ogonie”, (b) – na przerzucie

W pierwszym przypadku wysokość kolejnego impulsu nachodzącego na impuls poprzedzający (mierzona względem stałego potencjału „masy”) - wzrasta, w drugim natomiast maleje. Wielkość dewiacji amplitudy zależy w sposób oczywisty od głębokości pokrywania się impulsów, ta zaś ma charakter zupełnie przypadkowy. Stąd też wynika określony rozkład dystorsji amplitud podlegającego pomiarowi ciągu impulsów. Bezpośrednim skutkiem spiętrzenia impulsów monopolarnych w przedwzmacniaczu jest losowe ich przemieszczanie w obszary charakterystyki przejściowej o różnej nieliniowości różniczkowej. Sprawia to, że przy różnych częstościach impulsów doznają 14

one różnej dystorsji amplitudy powodując w ostatecznym efekcie odpowiednie zróżnicowanie poszerzenia linii widmowej spektrogramu. Zauważmy, że sygnał VS(t), stanowiący nieskończony ciąg identycznych impulsów Vimp(t) o losowych wzajemnych odległościach t i V S (t ) =

∑ V (t − t ) imp

(27)

i

i

można przedstawić jako superpozycję składowej stałej oraz fluktuacyjnej składowej zmiennej o dyspersji σ. Wielkości te opisane są odpowiednio przez I i II twierdzenie Campbella-Francisa [11],[6]. W przypadku typowego impulsu Vimp(t) =Vmax exp (-t/τ) przyjmują one postać < VS >

= Vmax τ < f >

(28)

oraz τ< f > 2

H

= V max

(29)

AG

σ

BG

Ukazują one w sposób jawny zależność obu tych wielkości od średniej częstotliwości repetycji , silniejszą - jak widać - w odniesieniu do średniego poziomu. Opisaną równaniem (28) wartość średnią sygnału można traktować jako obciążony fluktuacjami (29) bieżący poziom bazowy (ang. base-line). Jego przebiegi ilustruje rysunek 7 przedstawiający na tle charakterystyki przenoszenia stopnia wzmacniającego dwa diagramy spiętrzonych ciągów identycznych impulsów o różnych wartościach średniej częstości repetycji. Bieżąca wartość średniego poziomu oraz jego dyspersja σ wyznaczają (z różną wagą) „strefę roboczą” charakterystyki przejściowej, a w konsekwencji wielkość związanych z nią zniekształceń nieliniowych. Tak na przykład górny przebieg z rysunku 7 zdominowany jest wpływem średniego poziomu, wkraczającego w tym krańcowym przypadku w obszar nasycenia charakterystyki Vi - Vo.

Vo

< Vo >

< Vo >

Vi

f1

f2

f1 >> f2 t

Rys. 7. Efekty spiętrzenia ciągów identycznych impulsów o różnych średnich częstotliwościach repetycji

15

Wzmacniacz główny sprzężony jest z przedwzmacniaczem za pośrednictwem obwodu różniczkującego skracającego impuls wejściowy do wartości, przy której prawdopodobieństwo spiętrzania na ogonie zostaje drastycznie zredukowane. Dominującym jest wówczas efekt alternatywny - nachodzenie kolejnych impulsów na ujemny przerzut impulsów poprzedzających. Jego bezpośrednim skutkiem jest depresja poziomu bazowego impulsów. Oznacza to, że pomiar amplitudy impulsów dokonywany względem ustalonego poziomu referencyjnego (w większości analizatorów amplitudy niemal z reguły względem potencjału masy) obarczony jest błędem wynikającym z fluktuacji linii bazowej. W dalszej konsekwencji efekt ten powoduje określone rozmycie (dyspersję) linii spektralnej. Można ją obliczyć korzystając, podobnie jak poprzednio, z II prawa Campbella-Francisa. Dla uproszczenia obliczeń przyjmiemy za Fairsteinem [13] uproszczoną postać wyodrębnionego przebiegu przerzutu V − (t )

V (t ) = V

− max

e

−

t τ

t

= V

+ max

⎛ τd ⎞ − τ ⎜⎜ τ ⎟⎟ e ⎝ ⎠

(30)

H

−

AG

gdzie τd jest stałą czasową obwodu różniczkującego, τ - stałą czasową zaniku impulsu + pierwotnego, a Vmax - amplitudą lobu dodatniego. Wyznaczona w ten sposób zależność 1

σ

=

τ ⎛ < f >τ ⎞2 ⎟ ⎜ τd ⎝ 2 ⎠

(31)

BG

funkcjonuje z dokładnością ok. 5% przy założeniu, że stała czasowa obwodu różniczkującego τd jest co najmniej dziesięciokrotnie niższa od stałej czasowej τ.

2.2. Metody i układy kondycjonowania sygnału 2.2.1.

Wzmacniacze

Ze względu na bardzo niski poziom sygnału generowanego w detektorach promieniowania jonizującego, podstawową operacją w procesie jego kondycjonowania jest wzmacnianie. Służące temu celowi układy kojarzone są w spektrometrycznym torze pomiarowym w kaskady zespołu sekcji wzmacniających i formujących zmontowane w dwu konstrukcyjnie rozdzielonych blokach funkcjonalnych: przedwzmacniaczu i wzmacniaczu głównym. Ich uzupełnieniem (w systemach wysokiej rozdzielczości) jest autonomiczny wzmacniacz o regulowanej strefie aktywnej umożliwiający wybiorczy pomiar części pełnego widma promieniowania, zwany potocznie wzmacniaczem okienkowym lub ekspanderem. 16

Problematyka przedwzmacniaczy została dostatecznie szeroko naświetlona w bliźniaczej monografii dotyczącej układów elektroniki Front-End [6]; w niniejszej ograniczymy się zatem tylko do zagadnień związanych z własnościami i realizacją wzmacniaczy głównych oraz okienkowych. Podstawowe wymagania stawiane tego rodzaju wzmacniaczom wynikają ze stawianych im zadań, stosownie do ich wykorzystania w spektrometrii amplitudowej, czasowej bądź w układach selekcji impulsów według kształtu. Niezależnie od przeznaczenia każdy wzmacniacz powinien charakteryzować się niskim poziomem szumów własnych oraz indukowanych zakłóceń wewnętrznych, dużą odpornością na indukowane zakłócenia zewnętrzne, oraz wysoką stabilnością termiczną i długoterminową. Tego rodzaju własności są wspólne dla wszelkiego rodzaju wzmacniaczy pomiarowych, toteż stosowane tam środki techniczne dla ich uzyskania znajdują również zastosowanie we wzmacniaczach spektrometrycznych.

BG

AG

H

W obszarze spektrometrii amplitudowej żąda się nadto bardzo dobrej liniowości przenoszenia wzmacniacza oraz odporności na przeciążenia amplitudowe i efekt spiętrzania impulsów. Spektrometria czasowa nakłada z kolei wymagania na pasmo przenoszenia wzmacniacza warunkujące osiągnięcie wysokiej rozdzielczości czasowej. W systemach selekcji impulsów według kształtu niezbędne jest wreszcie zachowanie nieskażonej formy impulsu pierwotnego (pełnego impulsu prądowego względnie czoła impulsu napięciowego). Inherentna nieliniowość charakterystyki przenoszenia prostej sekcji wzmacniającej podyktowana jest wyłącznie nieliniowością jej elementów układowych, w szczególności zaś elementów aktywnych. Można ją wydatnie zredukować bądź to ingerując w mechanizm zniekształceń nieliniowych w konkretnych elementach układowych bądź o wiele skuteczniej - przez objęcie układu pętlą (pętlami) ujemnego sprzężenia zwrotnego. Pierwszy sposób znalazł praktyczny wyraz w odniesieniu do nieliniowości powodowanej zależnością transkonduktancji gm tranzystora od (zależnego od poziomu sygnału wejściowego) prądu kolektorowego IK.. Naturalnym niejako w tym aspekcie środkiem zaradczym jest stabilizacja prądu kolektora zrealizowana w dwóch wersjach: jako stopień z obciążeniem wysoką impedancją dynamiczną (tzw. układ bootstrap) względnie źródłem prądowym [12]. Na rysunku 8 (a i b) zamieszczono - dla przypomnienia - obydwie te konfiguracje. W obu konfiguracjach zastosowano kaskadę OE-OC zrealizowaną odpowiednio na tranzystorach T1 i T2. W układzie pierwszym dodatnie sprzężenie zwrotne z wyjścia wtórnika T2 via CF do węzła „Y” gałęzi rezystorowej RK1 i RK2 obwodu obciążenia T1 powtarza w tym węźle przebieg napięciowy pojawiający się w węźle „X” zapobiegając zmianom prądu kolektora tranzystora T1. Nietrudno wykazać [6], że efektywne obciążenie tego tranzystora stanowi impedancja dynamiczna określona formułą Z DYN ≅ R DYN ≅

RK1 1− KV 2

(32)

gdzie KV2 oznacza wzmocnienie napięciowe wtórnika wyjściowego (T2). Zważywszy, że wzmocnienie napięciowe wtórnika jest bardzo bliskie jedności uzyskuje się odpowiednio silne zwielokrotnienie oporności obciążenia przeciwdziałające zmianom prądu w tym obwodzie podczas trwania impulsu. 17

RK2

V+zas

CF

Rb1

Y

T3

CB

RK1

V+zas

RK

Rb2

X

T2

T2 Vi

T1

RE

Vo

V

RE

T1

b)

a) Rys. 8.

Vo

Schematy stopni wzmacniających o podwyższonej liniowości a) Układ typu „bootstrap” b) Układ z obciążeniem źródłem prądowym

AG

H

Zastąpienie w obwodzie kolektora stopnia OE rzeczywistej rezystancji obciążenia źródłem prądowym w oczywisty sposób czyni zadość wymaganiu stałości prądu kolektorowego T1. Tę własność wykorzystano właśnie w alternatywnej wersji stopnia wzmacniającego przedstawionej na rysunku 8b), w którym funkcję źródła prądowego pełni komplementarny tranzystor T3. W układach wielostopniowych poprawę liniowości sekcji wzmacniającej uzyskuje się dzięki stosowanemu w niej w reguły ujemnemu sprzężeniu zwrotnemu. Dla ilościowego określenia stopnia polepszenia liniowości sekcji wzmacniającej skorzystamy z ogólnej definicji nieliniowości względnej ε (wiążącej odpowiedzi na wymuszenie Vi według charakterystyki rzeczywistej Vo.rzecz i charakterystyki idealnej Vo.ideal )

BG

def ⎛ ∆V ε (Vi ) = ⎜⎜ o ⎝ Vo

⎛V − Vo ideal ⎞ ⎟ = ⎜ o rzecz ⎟ ⎜ Vo rzecz ⎠Vi ⎝

⎞ ⎟ ⎟ ⎠Vi

(33)

rozumianej jako parametr „lokalny”, będący funkcją napięcia wejściowego Vi. Zauważmy, że na gruncie tej definicji wprowadzono podany uprzednio parametr „globalny” εi. Uwzględniając w równaniu (33) oczywiste zależności def

K ideal =

Vo ideal Vi

,

def

K rzecz =

Vo rzecz Vi

(34)

jak również Vo rzecz = Vo ideal + ∆Vo

(35)

w wyniku prostych przekształceń otrzymamy formułę ukazującą zależność rzeczywistego współczynnika wzmocnienia Krzecz od napięcia wejściowego Vi. K rzecz (Vi ) =

18

K ideal ≅ K [1 + ε(Vi )] [1 − ε(Vi )] ε1 i uwzględnieniu związków (46) i (47), funkcję operatorową wzmocnienia prądowego (45) można sprowadzić do postaci uproszczonej G1− 2 (s ) = G 0

1 + s ω1T 2 G

s 2 (ωT 1 0ωT 2 ) + p

G0 ωT 2

+1

(48)

Funkcja powyższa reprezentuje zarazem prądową odpowiedź impulsową układu. Jej przebieg czasowy, zależnie od charakteru i położenia biegunów tej funkcji na płaszczyźnie zmiennej zespolonej, może wykazywać bądź to „wyskoki” czy oscylacje, względnie nadmierne „rozciągnięcie” inercyjne. Optymalny, wolny od wymienionych dystorsji przebieg uzyskuje się w przypadku tłumienia krytycznego, gdy funkcję operatorową odpowiedzi charakteryzuje para identycznych biegunów rzeczywistych. W rozważanym przypadku warunkiem tłumienia krytycznego jest wymaganie, aby ωT 2 = G0

ωT 1 4

Uwzględniając ten warunek w mianowniku równania (48) otrzymujemy 28

(49)

G1− 2 ( s ) = G 0

1 + s ωT1 2

(50)

(1 + s )

2 2 ωT 1

Postać ta okazuje się korzystną dla dokonania formalnych uproszczeń funkcji operatorowej globalnego wzmocnienia prądowego Gtot(s) całego układu. Posłużymy się w tym celu znaną metodą kompensacji biegun-zero (PZC). Załóżmy dalej, że pole wzmocnienia ωT3 tranzystora T3 będzie równe ωT2 przyjmując zarazem, że jego zwarciowy współczynnik wzmocnienia prądowego α03 = 1. Wzmocnienie prądowe tego stopnia wyniesie zatem G3 (s ) =

1 1 ≡ 1 + s ω1T 3 1 + s ωT1 2

(51)

W konsekwencji całkowite wzmocnienie prądowe sekcji wzmacniającej przyjmie postać 1 + s ωT1 2

(1 + s )

2 2 ωT 1

1 = G0 1 + s ωT1 2

[ 1+ (

1

4 ωT 1

)s + ( )

H

G tot (s ) = G1− 2 (s ) G 3 (s ) = G o

2 2 ωT 1

s2

]

(52)

AG

Skorzystamy z niej w celu wyznaczenia czasu narastania posługując się omówioną w rozdziale 2.1 metodą momentów. Zestawmy zatem współczynniki determinujące czas narastania według formuły (23). a1 = 0

⎛ 4 ⎞ ⎟ b1 = ⎜⎜ ⎟ ⎝ ωT 1 ⎠

a2 = 0

⎛ 2 ⎞ ⎟ b2 = ⎜⎜ ⎟ ⎝ ωT 1 ⎠

2

BG

aby ostatecznie otrzymać

1

2 ⎧ ⎡ ⎛ 4 ⎞2 ⎛ 2 ⎞⎤ ⎫⎪ ⎪ ⎟ − 2 ⎜⎜ ⎟⎟⎥ ⎬ = tn = ⎨ 2 π ⎢ ⎜⎜ ⎢ ⎝ ωT 1 ⎟⎠ ⎝ ωT 1 ⎠⎥⎦ ⎪⎭ ⎪⎩ ⎣

2 2 fT 1

=

1.12 fT 1

(53)

Dodajmy, że wartość czasu narastania wyznaczona przez projektanta wzmacniacza metodą opartą na wymuszeniu skokowym wyniosła tn* =

0.99 fT 1

(54)

Obie metody dają więc wartości bardzo bliskie odwrotności częstotliwości fT1. Dla zastosowanych w układzie typów tranzystorów uzyskano tn na poziomie 1.25 ns. W procesie kondycjonowania analogowego sygnału radiometrycznego specyficzną funkcję pełnią wzmacniacze okienkowe (ang. biased amplifier, expander, window amplifier). Zadaniem ich jest wzmacnianie wyłącznie takich impulsów, których amplituda mieści się w dokładnie określonym przedziale. W ten sposób można wyeksponować 29

szczególnie interesujący fragment widma energetycznego, rozciągając go następnie przez odpowiednie wzmocnienie, na pełny zakres układu ekstrakcji informacji, w danym przypadku wielokanałowego analizatora amplitudy.

Vi

AG

H

Pod względem strukturalnym wzmacniacz okienkowy tworzą trzy subukłady funkcjonalne: obcinacz, wzmacniacz liniowy i ogranicznik. Dla przypomnienia odwołajmy się do definicji wprowadzonych tu nowych pojęć. Tak więc mianem obcinacza określany jest układ, w którym odpowiedź (napięcie wyjściowe) jest liniową funkcją wymuszenia (napięcia wejściowego) poczynając od pewnego, założonego poziomu zwanego poziomem odcięcia, zachowując niezmienną wartość stałą (na ogół zerową) dla napięć wejściowych niższych od tego poziomu. Ogranicznikiem natomiast zwany jest układ o liniowej charakterystyce przenoszenia sięgającej jedynie pewnego poziomu granicznego, powyżej którego odpowiedź utrzymuje wartość stałą [30]. Operację ograniczania poziomu powierza się często sekcji wzmacniającej, wykorzystując w tym celu jej naturalną charakterystykę przenoszenia (nasycenie). Funkcję obcinacza pełni zwykle układ dyskryminatora diodowego. Rysunek 18 podaje schematycznie taką konfigurację, a zamieszczone na nim przebiegi impulsów: wejściowego i wyjściowego, ilustrują działanie układu - obcinanie impulsu u jego podstawy.

CS

D

RP

Cr

-VW

Vo

RL

↓I Vi

RD RL

a)

Vo

b)

BG

Rys. 18. Schemat ideowy konfiguracji sterowanego obcinacza diodowego (a) oraz wyodrębnionego jego fragmentu (b).

Właściwy układ obcinający tworzy czwórnik diodowo-rezystorowy D-RL .Pozostałe elementy pasywne pełnią funkcje pomocnicze względnie mają charakter parazytowy. W szczególności kondensator o dużej pojemności CS, służy do separacji stałoprądowej obwodu źródła sygnału od obwodu źródła napięcia polaryzacji (RP - Vw) diody. Z kolei pojemność Cr jest rozproszoną pojemnością montażową. Dla przeanalizowania własności układu posłużmy się schematem jego istotnego fragmentu (b), przyjmując dla uproszczenia Vw=0. Zapiszmy oczywiste związki: Vi = I ( R D + R L ) RD =

kT 1 I + I So ln q I I So I=

Vo RL

(55) (56) (57)

Pozwalają one napisać równanie odwrotne charakterystyki przejściowej układu Vi = f (Vo) 30

Vi = V o +

V kT ⎛ ln ⎜⎜1 + o q ⎝ I So R L

⎞ ⎟ ⎟ ⎠

(58)

Niestety uzyskana postać uchyla się od ponownego jej odwrócenia na drodze analitycznej. Wyznaczenia charakterystyki przejściowej można dokonać ma drodze obliczeń numerycznych bądź też geometrycznych manipulacji (ćwierć-obrót + przewrót) diagramami charakterystyk odwrotnych (58). Tym drugim sposobem sporządzono wykresy przedstawione na rysunku 19. Stanowią one rodzinę charakterystyk przejściowych układu przy różnych wartościach iloczynu ISoRL 0.20

Vo [V] (6) (1) (2)

0.15

(3)

0.10

(4)

H

(5)

0.00

AG

0.05

0.00

0.20

0.40

Vi [V]

0.60

Rys. 19. Rodzina charakterystyk przejściowych obcinacza diodowego dla różnych wartości RLISo : (1) RLISo = 10-6; (2) RLISo = 10-7; (3) RLISo = 10-8; (4) RLISo = 10-9; (5) RLISo = 10-10; (6) wspólna charakterystyka w przypadku objęcia diody ujemnym sprzężeniem zwrotnym przy WSZ = 104

BG

Dla zadanej (z oczywistych względów ekstremalnie niskiej) wartości prądu wstecznego ISo wyłącznym parametrem rodziny charakterystyk jest rezystancja obciążenia RL. Patrząc pod tym kątem na powyższe charakterystyki łatwo zauważyć efekt zwężania ich kolana w miarę wzrostu rezystancji RL. W opisie teoretycznym (58) znajduje on uzasadnienie postępującą redukcją drugiego składnika sumy „pod logarytmem”. Na gruncie zależności (56) można go formalnie traktować jako zmniejszenie rezystancji diody RD. Podobny skutek można osiągnąć poprzez włączenie diody obcinającej w pętlę ujemnego sprzężenia zwrotnego pomocniczego wzmacniacza operacyjnego. Dla założonych wartości wzmocnienia w otwartej pętli KV oraz transmitancji pętli b rezystancja RD redukuje się do wartości RD* RD* =

kT 1 ⎛ I + I So 1 ln ⎜ (1 + bKV ) q I ⎜⎝ I So

⎞ 1 ⎟ ⎟I+I S0 ⎠

(59)

sprowadzając w rezultacie równanie odwrotne charakterystyki przejściowej do postaci Vi = V o +

Vo ⎞ 1 kT ⎛ ⎟ ln ⎜⎜1 + (1 + bK V ) q ⎝ I So R L ⎟⎠

(60)

31

Wyznaczoną na jej podstawie (w analogicznych jak poprzednio procedurach) charakterystykę przejściową przedstawiono również na rysunku 19, gdzie oznaczono ją liczbą (6). Jej relacja w stosunku do rodziny j charakterystyk konwencjonalnych nie wymaga komentarza. W analizie powyższej przyjęto zerową wartość napięcia polaryzacji spoczynkowej (Vw=0), stąd też punkt załamania charakterystyki sprowadzony został do tego poziomu. Przewidziana w układzie możliwość regulacji polaryzującego napięcia zaporowego pozwala w konsekwencji podnosić odpowiednio poziom odcięcia (Vodc =Vw). Rysunek 20 przedstawia z kolei schemat konfiguracji układu obcinającego wykorzystującego technikę ujemnego sprzężenia zwrotnego. W układzie tym obok podstawowej pętli ujemnego sprzężenia zwrotnego, zawierającej diodę obcinającą D1, wprowadzono drugą pętlę równoległą z przeciwstawnie włączoną diodą D2, której zadaniem jest tłumienie pojawiających się ewentualnie impulsów wejściowych przeciwnej polarności. R2

R1 WE

WY

H

- KV

D1

RL

AG

D2

Rys. 20. Ogólny schemat struktury wzmacniacza okienkowego

BG

Dla uproszczenia, na schemacie pominięto obwód ustalający spoczynkowy punkt pracy układu decydujący o poziomie odcięcia. O ile w układzie podstawowym z rysunku 18 stanowi go obwód regulacji napięciowej (Rp-Vw), to w wersji ze wzmacniaczem operacyjnym funkcję tę pełni obwód regulacji prądowej ze sterowanym (regulowanym) źródłem prądowym Iw. Zastosowanie wzmacniacza operacyjnego ewidentnie usprawnia operację obcinania, uzupełniając ją nadto działaniem ograniczającym, wynikającym - jak już wspomniano - z nasycenia inherentnej charakterystyki przejściowej wzmacniacza. Innymi słowy zmodyfikowany układ pełni w istocie funkcję wzmacniacza okienkowego. Idealizując jego własności można przedstawić jego pełną charakterystykę linią łamaną, jak to ukazano na rysunku 21. Vo KV3=0

Vo nas KV2>0

Vi

KV1=0 Vodc

Vogr

Rys. 21. Charakterystyka przenoszenia idealnego wzmacniacza okienkowego

32

Punkty załamania wydzielają trzy obszary pracy układu. W szczególności dla sygnałów o amplitudach Vi Vogr zachowuje natomiast wartość stałą, właściwą dla Vi =Vgr.

H

Na rysunku 22 przedstawiono dla przykładu schemat ideowy zaawansowanego rozwiązania fabrycznego wzmacniacza okienkowego. Stanowi on podstawową jednostkę funkcjonalną bramkowanego wzmacniacza okienkowego (Gated Biased Amplifier) ORTEC Model 444 [31]. Sterowane źródło prądowe typu 908-5 dostarcza w tym układzie prądu wstępnej polaryzacji ustalającego poziom napięcia progowego wzmacniacza Vw. Wartości rezystancji w obu gałęziach sprzężenia zwrotnego (RF1, RF2) oraz wejściowej rezystancji szeregowej (Rw) determinują wartość współczynnika wzmocnienia wzmacniacza, który dla warunku Ii-Iw >0, tj. dla stanu przewodzenia diody D1 równa się KF1 = 1, zaś w przypadku przewodzenia diody D2, gdy Ii-Iw < 0, wynosi KF2 = 0.02. Funkcję ogranicznika pełni w tym układzie sam wzmacniacz operacyjny typu 908-4, wykorzystując w tym celu uwarunkowane efektem nasycenia górne zakrzywienie charakterystyki przenoszenia. +24V

AG

100 µH

6.8µ

4k02 RW WE

→ Ii

+12V

7

2

100 µH

6

11

8

10

908-4

100

12

BG

5 4

1k47

6.8µ

-24V

Iw →

22µ

1

13

HP2800 D2

HP2800 D1

9 100 µH 100 µH

-12V

22µ WY 51.1 RF2

4k02 RF1

908-5

ZASILANIE OGÓLNE REGULOWANE ŹRÓDŁO PRĄDOWE

Rys. 22. Schemat wzmacniacza okienkowego ORTEC Model 444

Z zasady działania wzmacniacza okienkowego wynika, że wzmocnieniu podlega tylko ta część przenoszonego impulsu nie przekraczającego poziomu ograniczenia Vogr, która przewyższa poziom progowy Vodc. Powoduje to w rezultacie skrócenie podstawy części przenoszonego impulsu istotnie zmieniając jego widmo częstotliwościowe i przesuwając go w stronę wyższych częstotliwości. Efekt zwężania impulsów ilustruje rysunek 23. 33

Vi1 Vi2 Vob Vo2

Vo1

t

Rys. 23. Ilustracja efektu zwężania impulsów na wyjściu wzmacniacza okienkowego

H

Dla liniowego przeniesienia uformowanych w ten sposób impulsów wyjściowych niezbędne jest zatem odpowiednie poszerzenie pasma przenoszenia następnych stopni wzmacniających. Alternatywą dla tego wymogu jest zastosowanie dodatkowych układów kondycjonujących, powodujących ponowne wydłużenie impulsów. Układy tego rodzaju zostaną przedstawione w następnym rozdziale monografii.

AG

2.2.2. Układy przemiany kształtu impulsów

BG

Każdy czwórnik utworzony z elementów konserwatywnych i dyssypatywnych powoduje odpowiednią modyfikację kształtu przekazywanego za jego pośrednictwem sygnału. Jej charakter zależy od konfiguracji czwórnika; w konsekwencji więc od jego transmitancji. Efekt modyfikacji kształtu związany jest nierozdzielnie w procesem filtracji sygnału, przy czym uzyskiwany kształt odpowiedzi (impulsu wyjściowego) nie uwzględnia innych wymogów poza maksymalizacją wartości SNR czy SLNR. Dodatkowe uwarunkowania dotyczą rozciągłości impulsów oraz szybkości zmian (narastania lub opadania) w obrębie wyróżnionych jego fragmentów. W pomiarach spektrometrycznych intensywnych strumieni promieniowania wymaganiem takim jest żądanie możliwie jak najwydatniejszego skrócenia impulsów „licznikowych” (typu A e-t/τ) w celu ograniczenia możliwości ich wzajemnego nakładania (spiętrzania). Proces „zwężania” impulsów nie może jednak naruszać pierwotnego ich charakteru (monopolarności) ani liniowości przekazu. Przemiana kształtu sprowadza się więc w istocie do zredukowania stałej czasowej zaniku impulsu τi do pożądanej wartości τo. Dokonać jej można przy pomocy układów, zarówno pasywnych [32] jak aktywnych, o transmitancji typu (p+a)/(p+b) o celowo dobranych wartościach jej zera i bieguna, umożliwiających skasowanie swym zerem bieguna funkcji operatorowej impulsu wejściowego i wprowadzenie w jego miejsce własnego bieguna. Sposób ten nazwano techniką wymiany biegunów względnie równoważenia par biegun-zero (ang. Pole-Zero-Cancellation), zaś układ realizujący operację wymiany biegunów oznaczany jest wywodzącym się z terminologii angielskiej symbolem PZC. Na rysunku 24 przedstawiono schemat udoskonalonego układu pasywnego. Zasadniczymi jego elementami są rezystancje R1 i R2 oraz pojemność C. Potencjometr

34

(POT ) jest tu elementem „dostrojczym” umożliwiającym płynne dopasowanie układu do aktualnej I1

→ Vi

Vo

C

I2

→

kVi

R2

k

R1

POT.

Rys. 24. Schemat obwodu „skracającego” PZC z ciągłą regulacją τo

H

wartości stałej czasowej τi zaniku wymuszenia (impulsu wejściowego). Uwidoczniony na schemacie parametr k ≤ 1 oznacza stopień attenuacji sygnału przekazywanego do gałęzi R2. Podstawę dla wyznaczenia transmitacji czwórnika stanowią równania Kirchhoffa w zapisie operatorowym: 1 pC

AG

Vi (s ) − V o (s ) = I 1 (s )

(61)

k Vi (s ) − Vo (s ) = I 2 (s ) R1

(62)

V o (s ) = [I 1 (s ) + I 2 (s )] R 2

(63)

W rezultacie prostych podstawień otrzymujemy

BG

⎛ R + R2 ⎞ k ⎞⎛ ⎟⎟ ⎜⎜ s + 1 ⎟ F (s ) = ⎜⎜ s + R C R1 R 2 C ⎟⎠ 1 ⎝ ⎠⎝

−1

(64)

Odpowiedź operatorowa czwórnika na wymuszenie impulsem Vi = A exp[-(t /τi)] będzie więc wynosić V o (s ) =

A s+

1 τi

k R1C R1 + R 2 s+ R1 R 2 C s+

(65)

Nietrudno zauważyć, że przez odpowiedni dobór wartości determinujących zero powyższej funkcji, tak aby była równa wartości bieguna funkcji wymuszającej, czyli dla warunku τi =

R1 C k

(66)

35

funkcja operatorowa odpowiedzi Vo(p) mieć będzie jeden tylko pojedynczy biegun. Oznacza to, że w dziedzinie czasu odpowiedź ma postać impulsu o zaniku eksponencjalnym ze stałą czasową τo równą τo =

R1 R 2 C R1 + R 2


>1) jego transmitancję określa stosunek impedancji obu gałęzi zewnętrznych Z1 (p) oraz Z2 (p).

BG

F (s ) = −

1 Z 2 (s ) R ( s + R1C1 ) = − 2 Z 1 (s ) R1 ( s + R21C 2 )

(68)

Jak łatwo zauważyć układ aktywny daje więcej swobody w doborze wartości elementów biernych, a dzięki temu pozwala nawet uzyskać dodatkowe wzmocnienie sygnału. W porównaniu z układem czysto pasywnym wnosi on w tor sygnału znacznie większe zaburzenia szumowe, z tego też względu wykorzystywany jest w stopniach o wyższym poziomie sygnału. Jeśli stałą czasową τ2 =R2 C2 uczynić większą od stałej czasowej zaniku wymuszenia τ1 wówczas impuls ulegnie odpowiedniemu wydłużeniu. Układ o tego rodzaju własności daje się również zrealizować w wersji czwórnika pasywnego [32]. Ukazano ją schematycznie na rysunku 26. R1

C

Vi

Vo R2

Rys. 26. Schemat wydłużającego czwórnika pasywnego

36

Proste procedury obliczeniowe prowadzą do wyrażenia opisującego transmitancję tej konfiguracji. R2 F (s ) = R1 + R 2

1 R2 C 1 s+ (R1 + R2 ) C s+

(69)

Jak ukazuje powyższa formuła, pasywny czwórnik wydłużający wprowadza tłumienie sygnału [katt = R2/(R1+Rz)], tym większe im większe jest założone wydłużenie odpowiedzi. Dodajmy, że terminologia tego rodzaju układów preferuje przed określeniem układ wydłużający nazwę: układ rozciągający (ang. pulse stretcher).

D

D

R

BG

C

AG

H

Poza wymienionymi wyżej rodzajami układów zwiększających rozpiętość czasową impulsów dużą popularność zyskały układy z pojemnością akumulującą. Zasada działania tych układów polega na ładowaniu kondensatora akumulującego za pośrednictwem elementu nieliniowego o bardzo małej stałej czasowej do pełnej amplitudy impulsu wejściowego i kolejnym rozładowaniu tegoż kondensatora w sposób narzucony przez stowarzyszony obwód. Charakter obwodów rozładowujących dał podstawę klasyfikacji układów wyróżniającej trzy główne ich konfiguracje. (Przedstawiono je w uproszczeniu schematycznym na rysunku 27). a) układ z rozładowaniem wykładniczym b) układ w rozładowaniem liniowym, oraz c) układ ze czasowym „zamrożeniem” amplitudy sygnału.

a)

C

D

CS

↓I

b)

C

K

∆t

∆t GSR

c)

Rys. 27. Różne konfiguracje stretcher’ów z kondensatorem akumulującym (objaśnienia w tekście)

W każdej konfiguracji funkcję elementu nieliniowego, poprzez który zachodzi ładowanie pojemności akumulującej, pełni dioda względnie złącze baza-emiter tranzystora. Podstawowym warunkiem poprawnej pracy układu, szczególnie w przypadku rozciągania impulsów o bardzo „ostrym” wierzchołku, jest utrzymanie wartości stałej czasowej τŁAD ładowania kondensatora CA na skrajnie niskim poziomie. Pociąga to za sobą konieczność stosowania diod o znikomej wartości rezystancji w kierunku przewodzenia rD oraz buforu o podobnie niskiej impedancji wyjściowej. Wersja układowa a) jest niewątpliwie najprostszą realizacją stretchera, czasem stosowaną nawet bez wspomnianego wyżej buforu. Bardziej złożoną jest już konfiguracja b), w której dla rozładowania pojemności akumulującej wykorzystano źródło prądowe. W obu tych przypadkach osiągnięcie pożądanego rozszerzenia impulsu na założonym poziomie okupione jest nadmiernym jego rozciągnięciem u podstawy. 37

Konfiguracja c) z założenia ogranicza rozciągnięcie impulsu do jego grzbietu. Przystosowuje w ten sposób impuls do specyficznych wymagań stawianych przez niektóre układy ekstrakcji informacji. Tak na przykład układy regeneracyjne wymagają aby impuls wyzwalający charakteryzował się stromym czołem i bardzo łagodnym spadkiem w okresie procesu regeneracyjnego. Z kolei układy konwerterów cyfrowo-analogowych żądają, aby konwertowany impuls po szybkim osiągnięciu poziomu bliskiego maksimum jego końcowy fragment narastał znacznie wolniej [33], [34]. Zupełnie płaski przebieg grzbietu impulsu czyni zadość obu wymaganiom. W wersji c) jest on uzyskiwany dzięki opóźnionemu (o ∆t) rozładowaniu pojemności akumulującej CA. Operację opóźnionego rozładowania zapewnia, zaznaczony symbolicznie na rysunku 27c, równoległy tor zawierający generator opóźnionego sygnału rozładowującego GSR i klucz zwierny k. Wobec znacznego rozbudowania układu wykonywany jest on na ogół w formie autonomicznego modułu funkcjonalnego [21]. Rysunek 28 przedstawia uproszczony schemat ideowy takiej właśnie realizacji [35]. +24V T3 BCY-71

WE

CS-2 ~5mA

0.1µ

T2 2N 3823

CS-3 ~2mA

1k2

T4 BCY-71

AG

T1 2N 3823 10n 110

H

CS-1 ~2mA

T5 2N 2219

68n

BZP 611C10 56

WY

CA 400p

BZP 611C8V2

CS-4 ~3µA

∆t

BG

15k

SN 72710N

-12V

2 x SN 74121

-24V

20k 24k

10k

-24V

-12V

Rys. 28. Uproszczony schemat układu rozciągającego Typ 1106

W układzie tym ładowanie pojemności akumulującej CA dokonywane jest za pośrednictwem kaskady dwóch sekcji wzmacniających. Pierwszą stanowi „dwójka symetryczna” na tranzystorach polowych (T1-T2) ze źródłami prądowymi (CS-2) i (CS-1) odpowiednio w obwodzie źródeł oraz w obwodzie drenu tranzystora wejściowego. Sekcja druga (T3-T4) to wzmacniacz prądowy ładujący swym prądem wyjściowym pojemność kondensatora akumulującego CA. „Gorący” zacisk tego kondensatora połączony jest z drugim (odejmującym) wejściem dwójki różnicowej, zamykając w ten sposób pętlę ujemnego sprzężenia zwrotnego. Skutkiem jej działania proces ładowania trwa do momentu zrównania napięć: wejściowego i formowanego na kondensatorze CA, czyli gdy VCA osiągnie poziom równy wartości maksymalnej Vi MAX. Stan ten pozostaje niezmieniony dopóki nie zadziała klucz tranzystorowy (T5) zwierający obwód kondensatora CA. Tym 38

samym sygnał przekazywany na wyjście (za pośrednictwem wtórnika o skrajnie wysokiej impedancji wejściowej) utrzymuje w tym przedziale czasu stały poziom. Długotrwałością tego impulsu steruje, uruchamiany impulsem wejściowym, pomocniczy układ Generatora Sygnału Rozładowującego. Składa się on z wykonanego na komparatorze SN 74710N dyskryminatora progowego i dwóch uniwibratorów typu SN 74121. Zadaniem pierwszego subukładu jest „normalizacja” impulsów wyzwalających, drugi z kolei determinuje czas opóźnienia (∆t), a ostatni generuje właściwy impuls rozładowujący, wprowadzający tranzystor T5 (klucz) w krótkotrwały stan nasycenia.

H

Opisany skrótowo układ zalicza się do kategorii stretcher’ów zwanych układami z pomocniczym uniwibratorem gaszącym. Obok licznych rozwiązań tego rodzaju opracowano szereg konfiguracji alternatywnych, nie wymagających stosowania dodatkowego generatora rozładowującego. Ten rodzaj - przestarzałych zresztą - układów rozciągających określono z kolei mianem układów samogaszących. Przegląd wybranych rozwiązań obu wymienionych kategorii, zarówno lampowych jak i ich odpowiedników tranzystorowych, znaleźć można w opracowaniu książkowym E. Kowalskiego [36], pominiemy zatem ich omawianie.

2.2.3. Układy przywracania poziomu zerowego (BLR)

BG

AG

Podstawową jednostkową informacją ekstrahowaną z sygnału w systemie spektrometrii amplitudowej jest właśnie amplituda impulsu. Technicznie jest ona pozyskiwana w pomiarze „wysokości” impulsu względem zadanego poziomu referencyjnego; który z reguły stanowi, przyjmowany za zerowy, potencjał wspólnej „masy”. Tego rodzaju technika pomiaru narzuca w konsekwencji ostry wymóg zachowania nienaruszonej podstawy wzmacnianego impulsu monopolarnego. W przypadku możliwości zaistnienia efektów przesuwających jego poziom „bazowy” niezbędne jest zastosowanie odpowiednich środków kondycjonujących, przywracających na wyjściu wzmacniacza pierwotny stan spoczynkowy. Układy elektroniczne spełniające takie zadanie zwane są układami przywracania poziomu zerowego i oznaczane skrótem literowym BLR (ang. Base Line Restorer). Główną przyczyną przesunięcia linii zerowej są przerzuty ujemne (undershoots) impulsów powstające w obwodach sprzężenia pojemnościowego (wejściowym, międzystopniowych lub wyjściowym), a szkodliwy ich efekt wzrasta wraz ze wzrostem średniej częstotliwości impulsów. Współczesne wzmacniacze wykonywane są wprawdzie jako układy (d.c.) o bezpośrednich sprzężeniach międzystopniowych nie mniej jednak zachodzi często konieczność separacji pojemnościowej (zwłaszcza na wyjściu). Drugorzędnymi powodami przesunięcia linii zerowej są różnego pochodzenia przebiegi wolnozmienne (zakłócenia indukowane, dryf, długie - nie podlegające kompensacji PZC- przerzuty ujemne, skrajnie niskoczęstotliwościowe szumy, oraz fluktuacje statystyczne linii zerowej). Nabierają one dominującego znaczenia w przypadku dobrze zbalansowanego wzmacniacza o sprzężeniach (d.c.) z układem PZC w stopniu różniczkującym. Za skuteczny z pozoru środek zapobiegawczy uznać by można prosty obcinacz diodowy dołączony do gorącego punktu układu, stanowiący zworę dla ujemnych przerzutów przenoszonego impulsu. Zasadę działania takiego układu, zwanego też 39

potocznie restorerem jednodiodowym [36],[37] oraz jego ograniczenia ilustruje rysunek 29. C Vi

Vo R

b) a)

d)

C Vo

Vi R

D

c)

e)

Rys. 29. Ilustracja zasady działania prostego restorera diodowego a) b) c) d)

H

e)

para impulsów wejściowych (monopolarny + bipolarny) obwód sprzężenia pojemnościowego układ restorera z diodą obcinającą impulsy na wyjściu układu ze sprzężeniem C-R impulsy na wyjściu restorera

BG

AG

Schemat struktury restorera poprzedzono tu schematem zwykłego obwodu sprzęgającego C-R. Podano również (dla porównania) diagramy przebiegów impulsów wejściowych i wyjściowych obu obwodów. Układ z diodą obcinającą (clipping diode) z natury swej może zwierać tor transmisyjny tylko dla impulsów określonej polarności. Stanowi to główne ograniczenie stosowalności układu, narzucające ostry wymóg doskonałej kompensacji obwodu PZC dla zapobieżenia skażenia impulsów ujemnymi przerzutami. Skutki ewentualnego niedopełnienia tego rygoru objawiają się w postaci dodatniego impulsu satelitarnego, jako łącznego efektu procesu przełączania diody i formowania drugiego przerzutu (overshoot) [37]. Efekt ten uwidoczniono na diagramie odpowiedzi restorera. Silna nieliniowość charakterystyki diody w jej początkowym zakresie nakłada kolejny warunek na poziom impulsów wejściowych. Wyraża się on wymaganiem, aby amplituda impulsów wejściowych Vi MAX była wielokrotnie większa od potencjału elektrokinetycznego diody tj. Vi MAX >>

kT q

(70)

Warunek powyższy wyrażany jest często dla założonego a’priori stopnia nierówności (~10) przy uwzględnieniu temperatury pracy (T=300K). Przyjmuje on wówczas postać Vi MAX ≥ 200 mV

(71)

Wykorzystywane w układzie prostujące działanie diody może czasem być źródłem powstawania piedestału o polarności zgodnej z polarnością impulsów wejściowych. Jest to wynikiem prostowania różnego rodzaju „pasożytniczych” sygnałów przemiennych jak szumy elementów układowych, indukowane napięcia okresowo-zmienne czy tętnienia napięć zasilających. W szczególnie niekorzystnych sytuacjach można zatem uzyskać efekt odwrotny od zamierzonego Omówiony wyżej restorer należy do kategorii układów pasywnych. Zalicza się do niej również bardziej zaawansowany układ dwudiodowy L. Robinsona [38]. Jego podstawową 40

zaletą jest brak uzależnienia działania od polarności impulsów. Jest on również wolny od wspomnianego wyżej efektu tworzenia piedestału. Konfigurację Robinsona przedstawiono w uproszczeniu na rysunku 30. Zaznaczają się w niej wyraźnie dwie, krzyżujące się w punkcie węzłowym „x”, gałęzie: transmisyjna (pozioma) i restytucyjna (pionowa). Gałąź transmisyjna zawiera pojemność sprzęgającą C i stopień wyjściowy d.c., natomiast gałąź restytucyjną tworzy układ przeciwstawnie połączonych diod (D1,D2) oraz dwa źródła prądowe (CS-1 i CS-2). I1

CS-1

WE

D1 C

Rys. 30.

D2 WY

„x”

D.C.

I2

↓

H

CS-2

↓

Schemat restorera dwudiodowego wg. Robinsona

AG

(po obu stronach struktury układu podano przykładowe przebiegi wymuszeń i odpowiedzi)

BG

Spoczynkowy stan restorera ustalają wydajności prądowe I1 i I2 źródeł prądowych. W podstawowej, tzw. symetrycznej wersji układowej prąd I1 jest dwukrotnie większy od prądu I2. W rezultacie przez obydwie diody przepływa jednakowy prąd równy I2. Węzłowy punkt układu „x” jest wówczas zwierany do masy poprzez bardzo małe rezystancje rD obu przewodzących diod. Z chwilą pojawienia się na wejściu impulsu napięciowego dowolnej polarności, poprzez pojemność C iniekowany jest do układu prąd o natężeniu IIN zależnym od szybkości zmian poziomu (stromości krawędzi impulsu wejściowego). Mając na uwadze bardzo małą wartość rezystancji rD zależność tę można wyrazić w przybliżeniu I IN ≅ C

dVi (t ) dt

(72)

Prąd IIN kompensuje przeciwnej polarności spoczynkowy prąd odpowiedniej diody, powodując w granicznym przypadku, gdy IIN ≥ ⎢I1⎢, odcięcie tej diody. W szczególności odcięcie diody D1 sprawia, że prąd źródła CS-2 (-I1) skierowany zostaje do pojemności sprzęgającej powodując jej liniowe ładowanie. I analogicznie, odcięcie diody D2 prowadzi do ładowania pojemności C różnicą prądów I2-I1 równą +I1. Na impedancji źródła CS-2 formowany jest wtedy impuls wyjściowy Vo(t) opisany z dobrym przybliżeniem zależnością Vo (t ) ≅ Vi (t ) − VC (t ) = Vi (t ) −

ID t C

(73)

gdzie VC (t) jest napięciem na zaciskach pojemności C. Praktycznie proces ten trwa do chwili, gdy napięcie wyjściowe spadnie do poziomu poniżej napięcia załamania charak41

terystyk diodowych. Odcięta uprzednio dioda zostaje wówczas wprowadzona ponownie w stan przewodzenia, natomiast druga dioda - z pewnym opóźnieniem zależnym od stromości krawędzi opadającej impulsu wejściowego oraz kształtu charakterystyki prądowo-napięciowej diody - ulega odcięciu, stwarzając warunki dla powstania ujemnego przerzutu w analogicznym jak uprzednio mechanizmie. Po kolejnym osiągnięciu przez impuls wyjściowy poziomu załamania charakterystyki diody, dalszy jego przebieg jest efektem różniczkowania impulsu wejściowego przez czwórnik C÷2rD , trwający aż do zupełnego zaniku wymuszenia tj. impulsu wejściowego. Rysunek 31 ilustruje efekt działania restorera Robinsona na przykładzie typowych impulsów „licznikowych”; monopolarnego impulsu z „długim ogonem” bez przerzutu (a) oraz impulsu obarczonego przerzutem (b). 6V

6V 4V

4V

Vi (t)

Vi (t) 2V

H

2V

0

0

Vo (t)

0

20µs

40µs

AG

Vo (t) {VoA, VoB, VoC}

-2 V

60µs

-2 V

80µs

100µs

0

20µs 40µs 60µs 80µs 100µs

(a)

(b)

Rys. 31. Ilustracja działania restorera dwudiodowego Robinsona (a) – impuls monoplarny (b) – impuls z przerzutem

BG

Symbolem Vi(t) na obu diagramach oznaczono impuls wejściowy. Dla impulsu monopolarnego wykreślono trzy odpowiedzi restorera VoA, Vo B. i VoC , przy różnych wartościach stosunku ID /C (wynoszących odpowiednio 1.4×105, 105 oraz 6.6×105 V/s) dla ukazania zależności czasu restytucji linii bazowej od tego parametru. Łatwo zauważyć, że w zakresie dużych intensywności zliczeń pożądana jest duża wartość stosunku ID /C, co przy założonej stałej wartości prądu diody ID sprowadza się do włączenia odpowiednio małej pojemności C. Uzyskany korzystny efekt w sferze relacji czasowych okupiony jest jednak wzrostem szumów wyjściowych, degradujących rozdzielczość amplitudową. W obszarze niskich i średnich częstości zliczeń, gdy dopuszczalny jest relatywnie dłuższy czas restytucji, stosuje się więc odpowiednio większe wartości pojemności C. Z tego też powodu układy restorerów wyposażone są w układ przełączanych pojemności; w większości rozwiązań fabrycznych ograniczony tylko do dwóch pojemności przełączanych specjalnym przełącznikiem o pozycjach oznaczonych odpowiednio symbolami HIGH i LOW. Znaczące skrócenie czasu restytucji zapewnia układ restorera asymetrycznego. Charakteryzuje się on różnymi wartościami prądów polaryzacji spoczynkowej diod uzyskiwanymi w warunkach nierówności I1 ≠ 2I2. Rysunek 32 przedstawia na tle wymuszenia monopolarnego Vi odpowiedź VoS układu symetrycznego oraz przebieg odpowiedzi układu asymetrycznego VoAS w którym przy identycznym wymuszeniu Vi(t) 42

i wartości pojemności C przyjęto I1 = 200µA oraz I2 = 50 µA. Ogólnie sformułowany 6V 4V Vi (t) 2V Vo S

0

VoAS

-2 V 0

20µs 40µs 60µs 80µs 100µs

Rys. 32. Porównanie odpowiedzi restorera symetrycznego i asymetrycznego

AG

H

warunek asymetryczności restorera (I1 ≠ 2I2) dopuszcza dwa alternatywne przypadki: I1 > 2I2 oraz I1 < 2I2 . Zależnie od polarności impulsu wejściowego prowadzą one bądź to do skrócenia względnie do wydłużenia czasu restytucji w stosunku do czasu restytucji układu symetrycznego. W przypadku impulsu dodatniego dla pożądanej redukcji czasu restytucji wymagane jest dopełnienie warunku I1 > 2I2. Fizycznie oznacza to, że prąd rozładowania pojemności jest większy od prądu jej ładowania. Takiej też sytuacji dotyczy właśnie rysunek 32. W kontekście powyższej dyskusji widać, że restorer asymetryczny może być stosowany wyłącznie dla impulsów ściśle monopolarnych (bez przerzutu). Nie dopełnienie tego rygoru prowadzi do pojawienia się dużych i rozciągłych impulsów „fałszywych”. Efekt ten pokażemy dalej na przykładzie impulsów prostokątnych.

BG

Impulsy prostokątne, a raczej ich periodyczne ciągi, są stosowane w standardowej procedurze testowania restorerów. Na rysunku 33 przedstawiono diagramy tego typu impulsów wejściowych (bez przerzutu i z przerzutem) oraz odpowiadających im odpowiedzi w symetrycznym i asymetrycznym reżymie pracy restorera dwudiodowego.

Vi(t)

Vi(t)SYM

Vi(t)ASYM

Rys. 33. Ilustracja zależności odpowiedzi restorera dwudiodowego od reżymu jego pracy dla impulsów prostokątnych bez przerzutu i z przerzutem

43

Przebiegi prostokątne uwidaczniają wyraźnie procesy liniowego ładowania i rozładowania akumulującej pojemności szeregowej C. Na powyższych diagramach odzwierciedlają je „zwisy” poszczególnych fragmentów impulsów wyjściowych. Ostatni z przebiegów ilustruje poglądowo sygnalizowany wyżej efekt powstawania „fałszywych” impulsów, stanowiących odpowiedzi restorera asymetrycznego na ujemne (względem członu wiodącego) składowe impulsów bipolarnych.

I1

CS-1

↓

D1

H

Na kanwie struktury pasywnego restorera Robinsona opracowana została przez R. Chase i L. Poulo [39] wersja restorera aktywnego. Uproszczony schemat tej konfiguracji przedstawiono na rysunku 34. Istota modyfikacji polega na zastosowaniu dodatkowego wzmacniacza operacyjnego i włączeniu w jego pętlę ujemnego sprzężenia zwrotnego zespołu diod. Bezpośrednim jej celem było zredukowanie oporności dynamicznej diod, prowadzące w konsekwencji do zminimalizowania nieliniowości diod i zawężenia strefy aktywnego stanu restorera. Efekty te można zaobserwować porównując „wzierne” charakterystyki prądowo-napięciowe obu rodzajów restorerów w punktach węzłowych „x” tych układów. Dodajmy, że nieliniowość charakterystyki I-V diod jest źródłem dystorsji niskoenergetycznej części widma analizowanego promieniowania.

AG

D2

C

„x”

WE

D.C.

↓

BG

CS-2

WY

I2

Rys. 34. Uproszczony schemat restorera aktywnego wg Chase i Poulo [39]

Przypomnijmy też, że charakterystyka wzierna restorera reprezentuje zależność prądu infekowanego do układu diod od napięcia na ich szeregowej kaskadzie. Przybliżone przebiegi tego rodzaju charakterystyk podano na rysunku 35. Linią ciągłą wykreślono na nim charakterystykę restorera aktywnego Chase-Poulo, a linią przerywaną - dla porównania - charakterystykę restorera pasywnego Robinsona. Nachylenia charakterystyk w obszarach ograniczonych wartościami prądów nasycenia określają sumaryczną efektywną rezystancję dynamiczną diod oraz szerokość strefy aktywnej pracy. IIN + INAS V X

A B

44

- INAS

Rys. 35. Wzierne charakterystyki prądowo-napięciowe restorerów: A - Robinsona , B - Chase-Poulo

WE

33k

2x33µ

T-2

T-3

S-2a

15k

T-4

51k

51k

BG

S-1c

10µ

4n7

µA 715

100

1k6

D-4

S-3c

1k

S-3b

D-5 D-6

T-6

43k

22k

T-5

S3-a

130k

10µ

1n

1k

15p

T-7

1k

D-7 S-2b

51

10µ

H

AG

200

1M

3n9

D-3

Tranzystory: T-1, T-2, T-3, T-4, T-7, T-8, T-9 typ BF 519,

T-5 typ BSXP93

oraz

T-6 typ BSYP07

10µ

2k2

51k

10n

-24V

51 WY

T-9

+24V

10n

10µH

10µH

10µ

4k7

51 T-8

7k5

2k2

D-9

D-8

Rys. 36. Schemat ideowy układu odtwarzania składowej stałej typ 1102 [40].

2x33µ

51

75k

S-1b

10µ

1k6

Diody: D-1,D-2 typ BZP611 C5V6, D-3,D-4 typ BZP630 C15, C-5,C-6,C-7 typ BAYP95A, C-8,C-9 typ BZP630 C11

10µ

1k2

620

D-2

D-1

10k

1k T-1

S-1a

1k2 620

12k

C: 1n, 3n3,10n, 33n, 0.1µ, 1µ,,1µ,

Nowoczesne wzmacniacze spektrometryczne niemal z reguły mają wbudowane układy restorerów. W laboratoriach fizyki jądrowej można jednak spotkać jeszcze autonomiczne jednostki układów przywracania poziomu wchodzące w skład systemów modułowych aparatury jądrowej jak NIM względnie CAMAC. Typowym przykładem takiej konstrukcji jest krajowej produkcji Układ odtwarzania składowej stałej Mod. 1102 [40]. Pełny jego schemat ideowy przedstawiono na rysunku 36.

45

Nietrudno znaleźć na nim elementy i podzespoły oznaczone symbolicznie na schematach uproszczonych (rys. 30 i 34). Układ wyposażono w zespół przełączników oraz pojemności sprzęgających umożliwiający pracę w wybiórczo nastawianym systemie pracy. Celowi temu służą dwa przełączniki suwakowe S-2 i S-3; pierwszy do przełączania konfiguracji układu [pasywny/aktywny], drugi natomiast do przełączania trybu pracy [symetryczny/asymetryczny]. Przełącznik obrotowy S-1 umożliwia z kolei dobór odpowiedniej wartości pojemności sprzęgającej C. Wygodnym w praktyce uzupełnieniem restorera jest regulowane źródło (generator) napięcia odniesienia (T-1,T-2,T-3 i T-4) pozwalające uzgodnić spoczynkowy potencjał wyjściowy restorera ze spoczynkowym potencjałem wejściowym analizatora amplitudy.

5k1

T-1 MPS 6534

0.1µ

3k83 DC

+12 V

D-5

AG

90k9

H

W rozwoju restorerów znaczącą pozycję zyskał układ aktywny C. Williamsa [41]. W swej pierwotnej wersji stanowił on kombinację nowej koncepcji układowej z konwencjonalnym układem pasywnym. W takiej też konfiguracji został wdrożony do produkcji fabrycznej firmy ORTEC zarówno jako jednostka autonomiczna (Model 438) jak i w formie subukładu wzmacniacza okienkowego (Model 444). Na rysunku 37 przedstawiono schemat ideowy tej wersji. Jej osnową jest znana nam już struktura Robinsona, obejmująca elementy T-1, T-2, D-1, D-2 oraz CS.

LOW

1N4009 A 2673

HIGH

MSD6100

T-3 T-4

5k1

+24 V

D-3

D-4

510

BG

MSD6100

CS

WE

3k83

-24 V

DC

0.01µ LOW

WY 100

MSD6100

HIGH

D-2 D-1 0.1µ

T-2

MPS 6531 56k2

5k1

5k1 -24 V

Rys. 37. Schemat ideowy restorera aktywnego wg Williamsa.

Jest ona wykorzystywana w pomiarach przy małych częstościach zliczeń, a właściwy temu zakresowi reżym pracy ustala pozycja LOW przełącznika S-1 odłączając od gałęzi pasywnej pętlę zwrotną ze wzmacniaczem T-3,T-4. W pozycji HIGH przełącznika S-1 warunki pracy tranzystorów T-1 i T-2 uzależniane są (działaniem wzmacniacza T-3,T-4) od 46

3 0 00.0 0

AG

4 0 00.0 0

H

przenoszonego sygnału. I tak, w stanie spoczynkowym (tj. przy braku sygnału) tranzystor T-1 pracuje w układzie źródła prądowego o zwiększonej wydajności (I1*=3mA), natomiast tranzystor T-2 stanowi jego obciążenie aktywne. Zwiększenie wydajności źródła prądowego (T-1) uzyskano w rezultacie odcięcia tranzystora T-3 w stanie spoczynkowym układu i związanego z nim zmniejszenia (wskutek dołączenia opornika bocznikującego 3k83) rezystancji w obwodzie emitera T-1. W punkcie węzłowym „x” układu restorera ustala się wówczas potencjał zerowy. Podanie na wejście impulsu o polarności dodatniej wprowadza T-3 w stan przewodzenia wywołując spadek potencjału na jego kolektorze do poziomu „kotwiczenia” +12 V (przez diodę D-5) i powodując w konsekwencji odcięcie tranzystora T-1. W tych warunkach następuje ładowanie pojemności C prądem źródła prądowego T-2. Zanik impulsu wejściowego przywraca stan początkowy i pojemność C zostaje raptownie rozładowana przez niską rezystancję, przewodzącego duży prąd, tranzystora T-1. Założony przez konstruktora stosunek prądów ładowania i rozładowania wynosi 1:30. Tryb pomiaru „HIGH” z natury swej wnosi ograniczenie na charakter przenoszonych impulsów dopuszczając wyłącznie impulsy monopolarne. Dla zilustrowania efektywności działania restorera aktywnego na rysunku 38 przedstawiono przykładowe widma promieniowania gamma źródła kobaltowego ( 57Co) uzyskane w warunkach dużego natężenia (5.6x104 s-1) w spektrometrze półprzewodnikowym przy pomiarze bez restorera, z restorerem pasywnym i restorerem aktywnym [41].

a

2 0 00.0 0

BG

b

c

1 0 00.0 0

0.0 0

0 .00

500.00

1000.00

1500.00

2000.00

2500.00

Rys. 38. Przykładowe widma promieniowania uzyskane w warunkach: a) bez restorera b) z restorerem pasywnym c) z restorerem aktywnym (wg.[41])

Współczesne wzmacniacze spektrometryczne z reguły są wyposażone w układ restytucji stanu zerowego. Wykorzystano w tym celu również opisany wyżej restorer Williamsa w nieco zmodyfikowanej jednak wersji, pomijającej – wobec istnienia w torze sygnału układu PZC - część pasywną układu pierwotnego (np. ORTEC: Mod. 450 [42] oraz Mod.716A [17]). Oryginalnością koncepcji odznacza się restorer aktywny opracowany przez E.A.Gerego i G.L.Millera [43]. Na rysunku 39 przedstawiono jego uproszczony schemat strukturalny. 47

D x WE

+

CS

kv

↓ IG max 0

GATE

WY

Rys. 39. Restorer aktywny według Gere-Millera (schemat strukturalny)

rDstat 1 + kV

(74)

AG

rDdyn =

H

Łatwo zauważyć, że dioda D stanowi element zwierający do sztywnej masy węzłowy punkt układu „x”. W stanie przewodzenia diody, wymuszonego prądem IG, jej rezystancja dynamiczna, rDdyn przybiera znikomo małą wartość zgodnie z relacją

BG

gdzie rDstat jest rezystancją statyczną (stałoprądową) diody, zaś kV wzmocnieniem napięciowym wzmacniacza w otwartej pętli. Punkt „x” zwarty jest wówczas praktycznie do masy przyjmując jej zerowy potencjał. W przypadku alternatywnym, dla IG = 0, układ działa jak prosty restorer diodowy. Zauważmy, że zwarcie toru transmisyjnego może być podtrzymane po wyłączeniu prądu bramkującego IG działaniem prądu wymuszonego wiodącym zboczem impulsu wejściowego. W zadanej według rysunku 39 konfiguracji stan zwarcia toru transmisyjnego wymuszany jest prądem IG polarności ujemnej. Taką samą polarność musi mieć również prąd Ii wywołany krawędzią wiodącą impulsu wejściowego Ii = CS

dVi dt

(75)

Wynika stąd oczywiste wymaganie nakładane na polarność impulsu wejściowego; w przypadku impulsu bipolarnego odnosi się ono do jego lobu wiodącego. Działanie układu ilustruje rysunek 40 przedstawiający przebiegi sygnałów: wejściowego - Vi (I), wyjściowego - Vo (IV), bramkującego - IG (II), oraz zmianę modułu przepustowości układu - G (III) w trakcie przenoszenia sygnału. W stanie spoczynkowym prąd IG o założonej wartości wzbrania transmisję sygnału wejściowego; moduł przepustowości w tych warunkach praktycznie jest równy zero. Z chwilą pojawienia się impulsu wejściowego Vi, jego krawędź czołowa wyłącza generator prądu IG natomiast uzależniony od jej stromości prąd wejściowy Ii podtrzymuje stan wzbronienia transmisji aż do momentu osiągnięcia przez Vi dolnego minimum i zmiany kierunku narastania. Z tą chwilą ulega zmianie polarność prądu wejściowego powodując w efekcie odcięcie diody i otwarcie toru transmisji sygnału. Stan taki utrzymywany jest w ciągu zaprogramowanego (w nieuwidocznionym na schemacie bloku sterowania źródłem prądowym IG) interwału ∆t, zapewniającego przeniesienie 48

pożądanego fragmentu impulsu wejściowego. Po tym okresie źródło prądu IG zostaje ponownie włączone przywracając stan spoczynkowy układu. Vi

Vi I.

IV.

IG

∆t

G1 0

G1 0

Vo

Vo

t1

t2

t3

t4

∆t

H

III.

IG

a)

t1 t2

AG

II.

t3

b)

Rys. 40. Diagramy ilustrujące zasadę działania restorera Gere-Millera. (a) – impuls bipolarny (b) – impuls monopolarny

BG

Wyróżniającą cechą układu Gere-Millera jest przenoszenie na wyjście (niezależnie od położenia linii bazowej) fragmentu impulsu niosącego informację o jego wartości międzyszczytowej (peak-to-peak) względnie o jego amplitudzie. Ciekawą konfigurację restorera aktywnego, nazwaną przez autorów korektorem linii bazowej, opracowano w laboratorium LRL Uniwersytetu Kalifornijskiego [44]. Rysunek 41 przedstawia schemat ideowy tego układu. Z założenia układ przeznaczony jest do pracy z impulsami monopolarnymi o polarności ujemnej. Jego strukturę tworzą dwa podukłady funkcjonalne: wtórnik złożony na komplementarnej parze tranzystorów (T1-T2) oraz, spełniająca funkcję klucza zwierającego, dwójka o sprzężeniu emiterowym (T3-T4) sterowana poziomem punktu węzłowego „x”. W stanie spoczynkowym oraz w zakresie ujemnych wartości wymuszenia wtórnik pracuje w konwencjonalnym układzie White’a z efektywną rezystancją emiterową (R7) równą praktycznie 100Ω. Wskutek narzuconej przez diodę D asymetrii polaryzacji baz tranzystorów T3 i T4 wymuszona jest wówczas odpowiednia asymetria ich prądów kolektorowych (IT3 < IT4). W procesie przenoszenia przez układ impulsu ujemnego kondensator C1 ładowany jest stałym prądem (250µA) przekazywanym przez R1, a akumulowany w nim ładunek daje po zaniku impulsu wejściowego niepożądany przerzut odwrotnej polarności. Ten dodatni wyskok napięcia jest wykorzystywany w układzie korektora do autoprzełączenia stanu przewodzenia klucza. Zachodzi ono w rezultacie chwilowego zmniejszenia prądu kolektorowego tranzystora T1 powodującego w efekcie wzrost ujemnego potencjału punktu węzłowego „x” i odcięcie tranzystora T4. Całkowity prąd dwójki (2mA) przejmuje w tej sytuacji tranzystor T3 . Prąd ten, wielokrotnie większy 49

od prądu ładowania, rozładowuje kondensator szeregowy z odpowiednio zwiększoną szybkością przywracając spoczynkowy stan układu. +24V

+24V R3

R1 250 µA↓

↓ 500µA

T1

WY T2

WE

R6 1k

C1 0.1µF T3

T4

R4 R2 2mA↓ -24V

R5

↓100µA ↓ 400µA

R7 100 -12V

H

-12V

D1

x

-24V

-24V

AG

Rys. 41. Schemat ideowy korektora linii bazowej wg koncepcji LRL [44].

BG

Wszystkie opisane wyżej układy z zasady swego działania zawierają w torze sygnału kondensator pamiętający Cs. Tej klasie restorerów E.Fairstein [45] nadał miano restorerów szeregowych. Ich alternatywę, zyskującą ostatnio coraz większą popularność stanowią układy, w których elementem pamiętającym jest pojemność równoległa Cp. Strukturalnie wywodzą się one z układów stabilizacji poziomu zerowego [46] z nieliniowym ujemnym sprzężeniem zwrotnym. Pętlą sprzężenia zwrotnego objęta jest wówczas wyjściowa kaskada galwanicznie sprzężonych dolnoprzepustowych (d.c.) sekcji wzmacniających wzmacniacza impulsowego. Główną cechą odróżniającą organizowane w takiej konfiguracji restorery od stabilizatorów jest inercyjność ich pętli ujemnego sprzężenia zwrotnego, decydująca o szybkości reakcji układu autoregulacji i poziomie jego odpowiedzi na zaburzenie poziomu zerowego. Wyznacza je wartość pojemności równoległej; bardzo duża w przypadku stabilizatorów, oraz odpowiednio mała w restorerach. W konsekwencji reakcja stabilizatora na „samotny” impuls jest praktycznie zerowa, podczas gdy restorer dokonuje korekcji linii zerowej natychmiast po każdym przenoszonym impulsie. Stabilizatory poziomu zerowego z założenia kompensują wszelkie naruszenia linii zerowej wywoływane bardzo różnymi czynnikami, w tym również przenoszonym sygnałem informacyjnym. W zakresie bardzo małych częstości zliczeń i odpowiednio dużej inercyjności gałęzi ujemnego sprzężenia zwrotnego, wpływ przenoszonego sygnału jest praktycznie zaniedbywalny. Nabiera on jednak znaczenia ze wzrostem częstości impulsów (współczynnika wypełnienia sygnału). Wymagane jest wówczas wprowadzenie do układu dodatkowych subukładów wspomagających, minimalizujących bądź eliminujących w pełni ten wpływ. Skutecznym środkiem jego zredukowania w systemach o umiarkowanej wartości współczynnika wypełnienia jest silne (do wartości poniżej paru miliwoltów) ograniczenie poziomu sygnału w gałęzi sprzężenia zwrotnego. Dobrym przykładem takiego rozwią50

zania zrealizowanego w konwencjonalnej technice bipolarnej (na elementach dyskretnych) jest układ zaproponowany przez R.Pazelta [46]. WE + _

+ _

WY

+ _

KOŃCOWE SEKCJE WZMACNIACZA

+25V

3k3

4k7

DZ12 2N1711 T3

100

R 4k7

27k

D3-4 1N914

FILTR 1k

2N2905

D1-2 1N914

100

3k3 -25V

33

5µ

5µ

2k2

WTÓRNIK

T1

T2

WEREG

2N2905

D5-6 1N914

H

C 100µ

4k7

4k7

18k

4k7

AG

WYREG

270

27

OGRANICZNIK

WZMACNIACZ

Rys. 42. Schemat układu autoregulacji linii zerowej (wg.Patzelta [46])

BG

Rysunek 42 przedstawia jego schemat ideowy uwidaczniając zarazem sekcje wzmacniacza impulsowego objęte jego działaniem. Strukturę układu tworzą cztery bloki funkcjonalne: wzmacniacz różnicowy (T1,T2) z diodowymi obwodami antyprzeciążeniowymi (D1,D2,D3,D4) , symetryczny ogranicznik diodowy (D5,D6) , filtr całkujący (R-C) oraz wtórnik wyjściowy (T3) . Wzmocnienie stopnia różnicowego (kv ≈ 1000) determinuje wartość współczynnika stabilizacji dla dewiacji poziomu wyjściowego wzmacniacza impulsowego mieszczących się w granicach ± 10 mV. Do tych wartości granicznych redukowany jest również w pętli poziom impulsów wyjściowych stabilizowanego wzmacniacza. Inny rodzaj ogranicznika zastosowano w układzie opracowanym w Brookhaven National Laboratory wykonanym w formie układu scalonego ASIC w technologii CMOS [47]. Funkcję jego spełnia celowo zdymensjonowany, zasilany prądowo wtórnik źródłowy z obciążeniem pojemnościowym. Pożądane własności uzyskuje się przy małej wartości prądu zasilania wtórnika i dostatecznie dużej wartości pojemności, ustalających szybkość zmian jego odpowiedzi (slew rate) na odpowiednio niskim poziomie. Zadana w ten sposób maksymalna szybkość zmian odpowiedzi ogranicza poziom odpowiedzi na wymuszenia o większej szybkości zmian, co w przypadku impulsów o stałej rozpiętości czasowej jest równoważne ograniczeniu amplitudowemu. Małe, wolnozmienne sygnały przenoszone są przez taki stopień liniowo, duże natomiast - charakteryzujące się odpowiednio dużą szybkością zmian poziomu - podlegają ograniczeniu amplitudy. Na rysunku 43 przedstawiono w uproszczeniu schemat obwodów całej pętli ujemnego sprzężenia zwrotnego (nazwanej 51

przez autorów mianem Base Line Holder - BLH) zawierającej tego rodzaju stopień ograniczający poziom sygnału w pętli. Vdd T3

T2 Vg1

do WE IKOR

↓

T5

T4

VO WZM.GŁ.

T1

+ Vg2

C2 ST.WYJ. WŹ

FILTR

C1

OGRANICZNIK

_

VREF

WZMACNIACZ

Rys. 43. Uproszczony schemat pętli sprzężenia zwrotnego układu BLH wg. [47]

BG

AG

H

W układzie tym poziom wyjściowy wzmacniacza głównego VOWZM.GŁ. oraz poziom referencyjny VREF tworzą w pomocniczym wzmacniaczu różnicowym sygnał niezrównoważenia VBŁ przekazywany zwrotnie poprzez kaskadę: człon nieliniowy (ogranicznik), filtr dolnoprzepustowy oraz stopień wyjściowy WŹ na wejście podlegających stabilizacji sekcji wzmacniacza głównego. Zarówno ogranicznik jak i filtr dolnoprzepustowy wykonano w takiej samej konfiguracji, przy czym pierwszy (T1) zrealizowano na tranzystorach MOSFET z kanałem p natomiast drugi (T3) na tranzystorach MOSFET z kanałem n. Prądy stowarzyszonych źródeł prądowych (T2 i T4) ustawiane są w układzie odpowiednio napięciami Vg1 i Vg2. Strukturalnie analogiczne stopnie różnią się jednak charakterem realizowanej operacji wynikającym z różnic zakresu ich sygnałów wejściowych, nietrudno bowiem zauważyć, że drugi w porządku topologicznym stopień wtórnikowy pracuje wyłącznie w zakresie liniowym wobec małości jego sygnałów wejściowych dostarczanych przez ogranicznik. O jego własnościach transmisyjnych decyduje obciążenie, które w danym przypadku stanowi duża pojemność C2 . W konsekwencji stopień ten nabiera własności filtru dolnoprzepustowego. Ostatni w pętli sprzężenia zwrotnego stopień w konfiguracji o wspólnym źródle (T5) stanowi konwerter napięciowo-prądowy, dostosowujący wyjście pętli do wymagań wzmacniacza głównego. Zauważmy, że konwencjonalne stabilizatory poziomu z liniową pętlą ujemnego sprzężenia zwrotnego nie są sensu stricte kondycjonerami sygnału. Do tej kategorii układów można natomiast zaliczyć stabilizatory z pętlą nieliniową, zapobiegające dystorsji odpowiedzi przez przenoszony sygnał informacyjny. Radykalnym sposobem eliminacji wpływu przenoszonego sygnału na proces stabilizacji linii zerowej jest blokowanie toru sprzężenia zwrotnego dla impulsów sygnału informacyjnego. Na tę możliwość zwracał już uwagę R.Patzelt [46] nie doprowadził jednak do jej praktycznego wykorzystania. Sugestia jego znalazła natomiast wyraz w wielu oryginalnych rozwiązaniach innych autorów. Bardzo interesującą realizację restorera bramkowanego z równoległym kondensatorem pamiętającym reprezentuje układ opracowany przez E.Fairsteina [45]. Uproszczony schemat tego układu z uwidocznieniem sposobu jego przyłączenia do systemu spektrometrycznego przedstawiono na rysunku 44. 52

1k

SEKCJA WYJŚCIOWA

K KOMPARATOR

2N3646 + 12V

710

D6

+ 12V

43k

2N4126

2N4126 D2 D3

T3

10k R

T2

10k 2k2 T1(A,B)

470

4k7 22M

MPSA65

2k2 1µ

Hi

47µ

0.22µ D4

Lo

CA3018

D1

- 6V

BLR

OUT

D5 2N4124 100k 43k

x1

16k

4k7

AG

CZĘSTOŚĆ ZLICZEŃ

1.3mA ↓ 2N4124

T4

T5

H

T6

VPROG

TRYGER BRAMKUJĄCY

4k7

1k

WZMACNIACZA GŁ.

x 10

-6V

- 12V

- 12V

x3 ASYMETRIA

Rys. 44. Uproszczony schemat równoległego restorera bramkowanego wg Fairsteina [45]

BG

Osnowę konfiguracji stanowi układ restorera równoległego (z równoległą pojemnością pamiętającą). Omówimy go w pierwszej kolejności jako pionierskie rozwiązanie w tej kategorii restorerów. Strukturę układu tworzy wzmacniacz trzechstopniowy (T1,T2,T3) z ogranicznikami diodowymi (D1,D2,D3,D4,D5), zespół kondensatorów pamiętających (C1,C2,C3) oraz wtórnik wyjściowy (T6). W stanie ustalonym prądy kolektorowe tranzystorów T2 i T5 (IK1=-Ik2=60µA) wzajemnie się kompensują nie zmieniając stanu naładowania pojemności pamiętających. W zakresie bardzo małych fluktuacji na wyjściu wzmacniacza głównego układ pracuje jak konwencjonalny stabilizator linii zerowej. Inna jest reakcja układu na (dodatnie) impulsy informacyjne. Gdy poziom ich przekroczy określoną wartość progową2 (VPROG=0.4mV) zostają zablokowane tranzystory T3 i T5 w wyniku czego zwiększony odpowiednio prąd tranzystora T2 ładuje dodatnio pojemności pamiętające. Zgromadzony w nich ładunek jest przyczyną drobnego przerzutu powstającego bezpośrednio po zakończeniu impulsu. Ten z kolei powoduje efekt odwrotny, blokując T2 i przełączając T5 w układ źródła prądowego rozładowującego pojemności akumulujące o nas tawianej przełącznikiem (ASYMETRIA) wartości prądu. Przy ustawieniu tego przełącznika w pozycji x1 czas powrotu do linii bazy, podobnie jak w restorerach szeregowych, jest 2

tzw. „wewnętrzny poziom przełączania prądu” (ang. intrinsic current switching level).

53

równy szerokości przenoszonego impulsu. Pracę w omówionym reżymie umożliwia ustalenie potencjału wyjściowego trygera bramkującego na poziomie blokującym przewodzenie diody D6. Na uproszczonym schemacie subukład trygera przedstawiono w formie blokowej. Wyróżniono na nim komparator i stopień wzmacniający, oraz zaznaczono symbolicznie możliwość przerwania transmisji na wyjście stopnia wzmacniającego zmian poziomu komparatora (klucz K). Dla warunku przerwania zdolności transmisyjnej układu trygera bramkującego ustalona została wartość spoczynkowa jego potencjału wyjściowego. W alternatywnym stanie potencjał na wyjściu trygera przyjmuje różne wartości zależnie od stanu logicznego komparatora, utrzymujące diodę D6 w stanie odcięcia względnie przewodzenia. Stan komparatora uzależniony jest z kolei od przekroczenia jego poziomu progowego przez pojawiający się na wyjściu wzmacniacza głównego impuls informacyjny. Praktycznie oznacza to, że w czasie trwania impulsu informacyjnego dioda D6 przewodzi powodując w rezultacie odcięcie zarówno tranzystora T2 jak i T5. Ładunek na pojemnościach pamiętających pozostaje zatem niezmieniony, a poziom bazowy nienaruszony.

AG

H

Autor opisanego wyżej układu, ulegając zapewne wpływom pewnej maniery w sferze tworzenia nazw nowych układów elektronicznych, zaproponował również oryginalną nazwę dla opracowanego przezeń restorera określając go mianem „wrap-around” Base Line Restorer. Inspiracją do nadania układowi takiej nazwy było (widoczne na rysunku 44) swego rodzaju „owinięcie” stabilizowanej sekcji wzmacniającej siecią elementów gałęzi sprzężenia zwrotnego.

BG

Obok stabilizatorów opartych na technice sprzężenia zwrotnego, zwanych również układami z kompensacją „wstecz”, istnieje również ich wersja alternatywną - z kompensacją „wprzód” [47],[48]. W terminologii anglosaskiej są one oznaczane symbolem FFBLR (Feed-Forward Base-Line Restorer). Układy te nie doczekały się szerszego upowszechnienia ograniczymy się zatem tylko do ich zasygnalizowania. Na rysunku 45 przedstawiono, dla porównania, schematy strukturalne systemów stosujących wymienione typy stabilizatorów bramkowanych. R

R

Vi

R

K C R

Vi K RON

Vo R

a) R

Vo

b) C

Rys. 45. Schematy strukturalne systemów z bramkowanymi stabilizatorami linii zerowej: a) z kompensacją „wstecz” b) z kompensacją „wprzód”

54

Współczesne wzmacniacze spektrometryczne wyposażone są z reguły w układy bramkowanych restorerów równoległych. Schemat standardowego niemal rozwiązania fabrycznego tego rodzaju układu przedstawiono w uproszczeniu na rysunku 46. Zaczerpnięto go z opisu technicznego wzmacniacza spektrometrycznego produkcji firmy ORTEC (Model 673) [19]. 8

WE

HOA 0301

SEKCJA WYJŚCIOWA WZMACNIACZA SPEKTROMETRYCZNEGO 5

12

WY

-12V UKŁAD FORMOWANIA IMPULSU BRAMKOWANIA

PU-D

→

12k

CA3080

T-2

DP

1N4153 3 + 2 _IC-2

T-3 MPS 4534 100k

5

MPS 4534

+12V TIS 59 C -12V

10k

10k 0.47µ +12V

1k

1N4153

-24V

+12V

1N4153

H

+24V

T-1

CA 3100T

IC-1

+ _

3 2

VREF

AG

-12V

Rys. 46. Uproszczony schemat bramkowanego restorera równoległego wzmacniacza spektrometrycznego ORTEC Mod. 673 [19]

BG

Niewielkie, wolnozmienne fluktuacje linii zerowej są kompensowane w układzie konwencjonalnego stabilizatora stałoprądowego, którego pętlę sprzężenia zwrotnego tworzy kaskada dwóch monolitycznych wzmacniaczy operacyjnych: wzmacniacz szerokopasmowy (IC-1) typu CA 3100T i wzmacniacz programowany (IC-2) typu CA 3080; kondensator pamiętający C, oraz stopień wyjściowy na tranzystorze polowym (T-1) typu TIS 59. Wzmacniacz (IC-2) pracuje wówczas z maksymalnym wzmocnieniem, ustalonym potencjałem spoczynkowym kolektora tranzystora T-3. Dla impulsów informacyjnych pętla ta zostaje przerwana wskutek zablokowania wzmacniacza programowanego (IC-2) sygnałem bramkującym bistabilnego dyskryminatora niskoprogowego (DP) wyzwalanego poziomem impulsu informacyjnego. Generowany w nim sygnał przekazywany jest na wejście bramkujące wzmacniacza (IC-2) za pośrednictwem (nie uwidocznionej na schemacie) bramki logicznej NOR oraz dodatkowego stopnia wzmacniającego (T-2,T-3). Włączona w obwód transmisji sygnału blokującego bramka służy do identyfikacji impulsu wyzwalającego przez porównanie czasowe z przedłużoną (w bloku układu wykrywania spiętrzeń PU-D) odpowiedzią dyskryminatora szybkiego kontrolującego sygnał na wyjściu stopnia pierwszego różniczkowania. Na schemacie z rysunku 46 symbolem (PU-D) oznaczono wejście sygnału odniesienia do bloku formowania sygnału bramkowania pętli. Zasadniczy układ restorera uzupełniany bywa konwencjonalną stabilizacją poziomu poprzednich, galwanicznie sprzężonych „szybkich” sekcji wzmacniacza spektrometrycznego. Z możliwości tej skorzystano na przykład w Modelu 672, jednym z nowszych rozwiązań układowych firmy ORTEC [50].

55

2.2.4. Układy wykrywania i odrzucania spiętrzeń (PUI – PUR) Uogólniona definicja układów kondycjonujących zalicza do tej kategorii również układy nie dopuszczające do ekstrakcji informacji impulsów obarczonych skażeniami nie dającymi się usunąć innymi metodami instrumentalnymi. Zadanie kondycjonerów tego rodzaju sprowadza się praktycznie do eliminacji (odrzucania) impulsów skażonych. Decyzję o odrzuceniu musi poprzedzić procedura identyfikacji (wykrywania) impulsów skażonych realizowana przez odpowiednie układy rozpoznające. W spektrometrii amplitudowej przyczyną skażeń impulsów uzasadniających konieczność ich odrzucenia jest - omówiony już wcześniej - efekt spiętrzania impulsów.

BG

AG

H

Układy wykrywania spiętrzeń, zwane są popularnie detektorami lub inspektorami spiętrzeń (ang. pile-up inspector - PUI). Głównym ich zadaniem jest wygenerowanie impulsu identyfikującego w odpowiedzi na impuls informacyjny pojawiający się na tle trwającego jeszcze jego poprzednika. Układ wykrywania spiętrzeń stanowi osnowę dla nieco bardziej rozbudowanej struktury, o poszerzonym zakresie działania. Stanowi ją mianowicie układ odrzucania impulsów spiętrzonych (ang. pile-up rejector - PUR) zawierający, prócz detektora spiętrzeń, liniową bramkę transmisyjną włączoną w tor spektrometrycznego systemu pomiarowego. Impuls identyfikujący wykorzystywany jest wtedy wprost, bądź też pośrednio jako sygnał bramkujący. W pierwszym przypadku jego szerokość musi być dostateczna dla zapewnienia zupełnego przesłonięcia skażonego efektem spiętrzenia impulsu informacyjnego, w drugim natomiast warunek ten dotyczy impulsu bramkującego formowanego stosownie do przyjętej metody w odpowiednio różnych subukładach rejectora. Dla identyfikacji spiętrzenia stosowane są w zasadzie dwie metody: metoda koincydencyjna oparta na formowaniu tzw. impulsu interwału detekcji, oraz metoda korzystająca z techniki dyskryminacji według kształtu. Pierwsza polega na porównaniu czasu nadejścia (time of arrival) kolejnego impulsu ciągu z dopuszczalnym dystansem czasowym (spacing time) od jego bezpośredniego poprzednika [51],[53-56],[58],[60],[63]. Metoda druga wymaga uprzedniego przekształcenia impulsu do postaci bipolarnej lub „dwugarbnej”; detekcja spiętrzenia sprowadza się wówczas do monitorowania, zależnego od kształtu impulsu, czasu jego przejścia przez zero [52],[57] lub poziomu lokalnego minimum [59]. Typowym przedstawicielem starszej generacji detektorów spiętrzeń pracujących według metody koincydencyjnej jest układ H.Weisberga [55]. Rysunek 47 przedstawia schemat blokowy tego układu uzupełniony fragmentem głównego toru pomiarowego. WE

WY

WOLNE

CZŁON OPÓŹN. BRAMKA LINIOWA

WE SZYBKIE

1

2 MW

WZMACNIACZ GŁ.

3 INT

4 DISCR

5 STR

Rys. 47. Schemat blokowy detektora spiętrzeń wg. Weisberga [55]

56

Tworzy go kaskada czterech bloków funkcjonalnych: standaryzator impulsów wejściowych, stopień formowania impulsów o zaniku eksponencjalnym, dyskryminator, oraz układ wydłużający, oznaczonych na schemacie odpowiednio symbolami MW (monowibrator), INT (integrator), DISCR (dyskryminator) oraz STR (stretcher).

H

Proces generacji sygnału bramkowania ilustrują przedstawione na rysunku 48 diagramy przebiegów sygnałów w wyróżnionych węzłach układu. Jest on inicjowany impulsami odbieranymi z „szybkiej” sekcji wzmacniacza spektrometrycznego. Impulsy te (1) wyzwalają uniwibrator (MW) dając w efekcie bardzo krótkie (rzędu ns) impulsy o ustalonej amplitudzie (2). W następnym bloku funkcjonalnym (INT) następuje ich przekształcenie w znormalizowane impulsy eksponencjalne zanikające z założoną stałą czasową (3). Kolejny blok (DISCR) stanowi dyskryminator progowy o progu nieznacznie przewyższającym amplitudę impulsu eksponencjalnego. Wyzwolenie dyskryminatora powodują w rezultacie wyłącznie impulsy spiętrzone. Generowany wówczas impuls (4), o szerokości uwarunkowanej interwałem przekroczenia progu dyskryminacji, nie spełnia warunku pełnego przesłonięcia impulsu informacyjnego i wymaga odpowiedniego poszerzenia (5). Celowi temu służy ostatni blok funkcjonalny (STR) - układ wydłużający (stretcher).

2

AG

1

PRÓG DYSKRYMNACJI

3

τi

BG

4

τi

5

Rys. 48. Diagramy przebiegów sygnału w wyróżnionych punktach węzłowych układu detektora spiętrzeń wg Weisberga [55]

Zauważmy jeszcze, że skażony efektem spiętrzenia impuls informacyjny nie może wyprzedzać przynależnego mu impulsu bramkującego. Stąd też dla skompensowania nieuniknionych opóźnień transmisyjnych w układzie detektora spiętrzeń, w torze pomiarowym spektrometru konieczne jest wprowadzenie odpowiedniego członu opóźniającego. Na rysunku 49 przedstawiono schemat ideowy omawianego detektora spiętrzeń z pominięciem ostatniego bloku funkcjonalnego. Blok standaryzatora (MW) zawiera wejściowy stopień separujący (T1) w układzie wspólnej bazy oraz monowibrator na diodzie tunelowej (DT) z linią opóźniającą (DL). Formowanie standardowych impulsów eksponencjalnych zrealizowano w układzie integratora aktywnego (INT) z diodą wstrzykującą (T2,T3 -D1). Funkcję dyskryminatora (DISCR) pełni głęboko nasycony tranzystor T5 sterowany za pośrednictwem wtórnika (T4). 57

10 - 6V + 4.5V 10

1k

10µ 2n

WE

120

5.1

39

2N2400

DT 22k

1k5 3k3

10µ + 4.5V

T4

5k

2N2400

470

1k

10µ

D1

1N3149

- 6V

2N2400 T2

HD5000

220

2n

T3

1k

DL

10n

T1 2N1143

10µ

500

470

T5

10µ

10

WY

150 470k

1k

2N2400

1k

10

H

Rys. 49. Schemat ideowy układu detektora spiętrzeń wg Weisberga [55]

WE

STAND

X

AG

Bardziej rozbudowaną, o większych możliwościach funkcjonalnych, wersję detektora spiętrzeń typu koincydencyjnego pokazano schematycznie na rysunku 50 [53]. Cechą szczególną tego rozwiązania jest możliwość identyfikacji spiętrzeń zarówno „na ogonie” jak i „na czole” impulsów. RAMP

Y

KOMP

V I

BG

POT

REG.CZASU MARTW.

P II I II

MWB-1

WY-1

TD=5µs DL

SYGNAŁ BRAKU SPIĘTRZ

WY

MW∆ti

Z

MWB-2

SYGNAŁ SPIĘTRZENI

∆t =5µs

Rys. 50. Schemat blokowy detektora spiętrzeń wg Bertolini’ego i i. [53]

W normalnym trybie pracy, ustalonym położeniem przełącznika P w pozycji I, wykrywane są tylko spiętrzenia „na ogonie”. Spiętrzenia skrajnie bliskich impulsów, nie mieszczące się w zakresie wykrywalności układu (w szczególności więc spiętrzenia „na czole”), traktowane są wówczas jako jeden impuls o zdeformowanym kształcie i podwyższonej amplitudzie. Impulsy takie w omawianym układzie są eliminowane w efekcie działania dodatkowej pętli identyfikacji spiętrzeń „na czole” włączanej przez ustawienie przełącznika P w pozycji II. Dla większej przejrzystości fenomenologicznego opisu układu posłużymy się diagramami przebiegów sygnałów w wybranych jego węzłach. Diagramy te przedstawia rysunek 51. 58

A

B

C

D E

WE X Poziom referencyjny

Y

tM

tM

V Wzbroniony impuls zezwolenia

WY-1 Z WY-2

H

Rys. 51. Diagramy przebiegów napięć w wybranych punktach układu detektora spiętrzeń Bertolini’ego [53]

BG

AG

Pierwszy blok funkcjonalny układu (STAND) pełni funkcję standaryzatora impulsów; zawiera on stopień formujący na linii opóźniającej oraz niskoprogowy dyskryminator Schmitta. Podawany na jego wejście ciąg impulsów informacyjnych (WE) ulega w tym stopniu normalizacji do postaci krótkich impulsów o ustalonej amplitudzie (X). Tak uformowany ciąg „wtórny” kierowany jest z kolei do dwóch gałęzi układu: podstawowej służącej do identyfikacji „na ogonie”, oraz uzupełniającej, dokonującej identyfikacji „na czole”. Wiodącą krawędzią tych impulsów aktywizowany jest generator (RAMP) sygnału liniowo malejącego (Y) powodując równocześnie przeskok (V) stanu komparatora (KOMP), a w konsekwencji pobudzenie monowibratora bramkowanego (MWB-1). Monowibrator ten generuje impuls zwany sygnałem zezwolenia (ang. enable signal) otwierający bramkę w torze pomiarowym stowarzyszonego analizatora amplitudy. Stąd też jego szerokość podyktowana jest czasem niezbędnym do przejęcia przez analizator informacji o amplitudzie impulsu informacyjnego - dostatecznie przewyższającym czas jego narastania. Do momentu zrównania poziomu sygnału piłoząbkowego (Y) z poziomem referencyjnym układ jest nieczuły na działanie kolejnych impulsów, tak więc nastawiany potencjometrem P poziom referencyjny komparatora - przy założonej stromości przebiegu piłoząbkowego - determinuje czas martwy detektora spiętrzeń tM. Pojawienie się w tym interwale kolejnego impulsu na wejściu układu skutkuje jedynie przedłużeniem czasu martwego. Przypadek taki odwzorowują na rysunku 51 przebiegi związane z parą superponujących impulsów (B-C). Jak już wspomniano, w trybie detekcji spiętrzeń „na ogonie” analogicznie akceptowany będzie impuls podwójny, powstały wskutek nałożenia zbyt bliskich impulsów (D-E). Wyeliminowanie tak uformowanych impulsów fałszywych umożliwia drugi tryb pracy układu przy przestawieniu przełącznika P w pozycję II. W gałąź podstawową zostaje wówczas włączona linia opóźniająca (DL) a w obwód bramkowania monowibratora (MWB-1) gałąź identyfikacji spiętrzeń „na czole”. Gałąź ta zawierająca monowibrator (MW∆t) oraz

59

monowibrator bramkowany (MWB-2) uaktywniana jest opadającym zboczem impulsu (X). Wyzwalany nim monowibrator (MW∆t) generuje w odpowiedzi standardowy impuls (Z) o założonym czasie trwania, determinującym dopuszczalną odległość między impulsami. W oryginalnym układzie przyjęto jego wartość równą ∆ t =5 µs. Taką samą wartość, z założenia metody, ma również czas opóźnienia linii opóźniającej (DL). Jeśli w interwale ∆t pojawi się kolejny impuls, spowoduje on pobudzenie monowibratora (MWB-2) zaś jego odpowiedź (WY-2) zostaje wykorzystana dla wzbronienia generacji impulsu zezwolenia w gałęzi podstawowej oraz, jako sygnał zaistnienia spiętrzenia, do sterowania pracą analizatora amplitudy. Praca układu w trybie identyfikacji spiętrzeń „na czole” wymaga wprowadzenia analogicznego opóźnienia w torze pomiarowym analizatora amplitudy. Znaczącym postępem w rozwoju detektorów spiętrzeń było wykorzystanie układów scalonych. Przedstawiony na rysunku 52 schemat blokowy takiego układu [60], w swej podstawowej (centralnej) części reprezentuje zarazem jego schemat ideowy.

+ 12V 100k

MW WE

SN 7404

13

+ 5V

F-F

14 12 11 10

AG

1 2

H

INW

SZYBKI WZMACNIACZ WEJŚCIOWY

11

7

+ 5V

15k 1n

2 3

5

WZMACNIACZ WYJŚCIOWY

8

SN 74122

SN 7470

WY

BG

Rys. 52. Uproszczony schemat ideowy detektora spiętrzeń wg Danielsa [60]

Tworzy ją zespół trzech monolitycznych, układów scalonych: monowibrator z podtrzymywanym wyzwalaniem (ang. retriggerable one-shot) SN 74122 [61], [62], synchroniczny przerzutnik jednozboczowy J-K (ang. edge triggered bistable) SN 7470, oraz inwertor SN 7404. Układ pracuje na takiej samej zasadzie jak uprzednio opisane. Monowibrator (MW) pełni w nim funkcję generatora interwału detekcji; jest on pobudzany krótkimi impulsami startowymi przywiązanymi do czoła impulsów informacyjnych. Jego odpowiedź o czasie trwania TD , zapewniającym przekrycie impulsu informacyjnego, przenoszona jest na wejście informacyjne J przerzutnika bistabilnego (F-F) przygotowując go z określonym opóźnieniem transmisyjnym do zmiany stanu przewodzenia. Każdy kolejny impuls startowy pojawiający się w czasie trwania procesu regeneracyjnego monowibratora (MW) powoduje przedłużenie tego procesu o taką samą wartość TD, zwiększając odpowiednio interwał detekcji spiętrzeń. Za pośrednictwem inwertera (INW) impuls startowy przekazywany jest równocześnie na wejście zegarowe przerzutnika (F-F). Wobec skończonej szybkości reakcji monowibratora, czoło generowanego w nim impulsu interwału detekcji jest opóźnione w stosunku do impulsu zegarowego; stan przerzutnika (F-F) nie ulega więc zmianie. Może ona natomiast nastąpić dopiero pod działaniem kolejnego impulsu startowego (B) mieszczącego się w obrębie „zastanego” interwału detekcji. W tym alternatywnym stanie przerzutnik (F-F) utrzymywany jest aż do momentu 60

zmiany poziomu na jego wejściu informacyjnym (J) - to jest do zakończenia impulsu interwału detekcji - formując w ten sposób impuls, który może być wprost wykorzystany do bramkowania toru pomiarowego spektrometru. Przedstawiony wyżej opis fenomenologiczny zilustrowano na rysunku 53 poglądowymi diagramami przebiegu sygnałów. A

B

D

C

t

a) A

B

C

D t

b)

TDB t

c) TDA

t

d) TD C

D

H

A

t

AG

e)

Rys. 53. Diagramy przebiegu sygnałów w układzie detektora spiętrzeń Danielsa [60] a) ciąg impulsów informacyjnych, b) ciąg impulsów startowych, c) impulsy wyjściowe monowibratora (MW), d) impuls wyjściowy przerzutnika bistabilnego (F-F), e) ciąg impulsów informacyjnych na wyjściu bramki sterowanej impulsami (d)

BG

Konfiguracja Danielsa zyskała bardzo dużą popularność. W nieznacznie zmodyfikowanej wersji została ona zaimplementowana do wzmacniacza spektrometrycznego produkcji f-my ORTEC - Model 673 [19]. Rysunek 54 przedstawia ideowy schemat tej realizacji. W stopniu generatora interwału detekcji zastosowano tu również monowibrator z podtrzymywanym wyzwalaniem, wykorzystując w tym celu połowę scalonej struktury 74LS123. Przerzutnik JK zastąpiono natomiast przerzutnikiem typu D (½ 74LS74). Impulsy startowe monowibratora formowane są w układzie dyskryminatora na wyjściu sekcji szybkiej wzmacniacza. Są one również wykorzystane jako impulsy zegarowe (Cl) przerzutnika D. Fenomenologia procesu generacji wyjściowego sygnału wzbronienia jest niemal identyczna jak w przypadku układu Danielsa; dla pełności jej opisu należy jeszcze uwzględnić kaskadę bramek NOR (74LS02) korygujących opóźnienia transmisyjne w układzie oraz wspomagających identyfikację impulsów poprzez porównanie czasowe odpowiedzi monowibratora i dyskryminatora wyjściowego „wolnej” sekcji wzmacniacza. Literatura przedmiotu podaje bardzo wiele rozwiązań układowych detektorów spiętrzeń typu koincydencyjnego. W przedstawionym wyżej przeglądzie uwzględniono zaledwie kilka najbardziej znaczących, ukazujących zarazem drogę rozwojową tej kategorii układów. Uzupełnimy go jednym tylko, godnym uwagi przykładem detektora spiętrzeń drugiego typu. Jest nim opracowany przez Bassa, Kessela i Majoni’ego [52] układ przeznaczony do selekcji impulsów według kształtu względnie do wykrywania impulsów 61

HRN0607 +5V

0.25µs

+ 5V

NC 0.5µs 1µs 2µs 4µs

11n 7

6

1k8

½ 74LS123

Q 5

10 9 VCC

_ Q 12

10 11

15µ

- 12V

WY

9

1N4153

1k

Q 8

13

10n 15k

WE

15k

74LS02

AG

SYGN. ZAJĘTOSCI

R

MPS 2349

10

_

12 D

16

+ 5V

Cl S Q

½ 74LS74

+

47

10n

H

WE IMP. START.

10

Rys. 54. Schemat układu detektora spiętrzeń wzmacniacza ORTEC Mod. 673 [19]

skażonych spiętrzeniem. Schemat blokowy tego rozwiązania oraz diagramy przebiegów sygnałów w wybranych węzłach układu przedstawiono na rysunku 55.

BG

Zasada działania układu korzysta ze znanych własności impulsów bipolarnych uformowanych na drodze „zróżniczkowania ” ich pierwotnej postaci monopolarnej: niezależności momentu przejścia przez zero tZ od amplitudy i silnej jego zależności od kształtu impulsu monopolarnego. Wynika stąd konieczność uprzedniego przekształcenia monopolarnego impulsu informacyjnego, dokonywanego bądź to przy pomocy prostego czwórnika C-R bądź też obwodu formującego na liniach opóźniających. Układ rozpoznaje czy moment przejścia przez zero tz wejściowego impulsu bipolarnego następuje z założonym a’priori opóźnieniem referencyjnym TREF, przy czym wartość tego opóźnienia odpowiada ściśle momentowi przejścia przez zero impulsu nie obarczonego spiętrzeniem. W przypadku zgodności aktualnej wartości tZ oraz interwału referencyjnego TREF układ generuje impuls akceptacji (enable pulse) otwierający tor pomiarowy dla danego impulsu informacyjnego. W tym kontekście omawiany układ ma charakter komplementarny w stosunku do konwencjonalnego układu wykrywania spiętrzeń. Zadane ogólną koncepcją układu operacje realizowane są w dwóch równoległych gałęziach, oznaczonych na schemacie odpowiednio jako tor górny i tor dolny, a uformowane w nich impulsy identyfikacyjne (F,F’) są porównywane w wyjściowym stopniu koincydencyjnym. Ich krawędzie czołowe niosą informacje o wzorcowym TREF i rzeczywistym czasie przejścia przez zero tZ. 62

B

C

D

E

F MONOWIBRATOR WY

A DYSKR. 1

WE

WY-1

MONOWIBR INTERWAŁU TREF

OGRANICZNIKI WZMACNIACZE DYSKR. 2

B’

WY-2

C’

UKŁ.KOINC.

F’

a) A

C

B

E

D

F TOR GÓRNY

C’

t0

tZ

t

tZ

t

TOR DOLNY

t0

t0

t

tZ

b)

AG

t0

F’

H

B’

Rys. 55. Układ detektora spiętrzeń wg. Bassa i współpracowników [52] a) uproszczony schemat blokowy układu b) przebiegi sygnałów w wyróżnionych węzłach układu przy braku spiętrzenia

BG

Pierwsze trzy stopnie obu torów wykonano w odpowiednio identycznych konfiguracjach na wzajemnie komplementarnych tranzystorach germanowych. W szczególności ich stopnie wejściowe, których schematy pokazano na rysunku 56, stanowią wtórniki obciążone parą przeciwstawnie połączonych diod: germanowej i krzemowej, pełniące funkcje dwustronnych, asymetrycznych ograniczników poziomu sygnału. Z przebiegu bipolarnego + 10V

150n

- 10V

OC 141

150n

2k2 WY

WE 4k3

AF 118 2k WY

WE

4k3 6k8

6k8

1G56

1G56

a)

- 10V

S570G

b)

+ 10V

S570G

Rys. 56. Schematy ideowe stopni wejściowych w torze górnym (a) i w torze dolnym (b) układu detektora spiętrzeń wg. Bassa i i. [52].

63

wyodrębniają one jego dodatni (w torze górnym) i ujemny (w torze dolnym) „lob” składowy. Po wzmocnieniu w drugim bloku funkcjonalnym, ich krawędzie wiodące wyzwalają przynależne dyskryminatory, generujące impulsy standardowe przywiązane odpowiednio do początków pierwszego i drugiego „lobu” wejściowego impulsu bipolarnego. Czoło impulsu dyskryminatora (1) w torze górnym pobudza monowibrator interwału referencyjnego dający w odpowiedzi impuls (E) o założonej szerokości TREF. Jego końcowa krawędź determinuje wzorcowe położenie punktu przejścia przez zero bipolarnego impulsu wejściowego nie obarczonego spiętrzeniem. W torze dolnym natomiast czołowa flanka impulsu generowanego w dyskryminatorze (2) wyznacza współrzędną czasową rzeczywistego przejścia przez zero tZ. Informacje te przejmują z kolei szpilkowe impulsy identyfikacyjne (F,F’) uformowane w obwodach różniczkujących obu torów. Są one przekazywane na wejście układu koincydencyjnego wykonanego w konfiguracji Garwina [63] i w przypadku ich współczesności (to jest zgodności TREF i tZ) powodują wygenerowanie sygnału akceptacji ukazującego się na zaciskach wyjściowych w formie pary impulsów przeciwnej polarności

BG

AG

H

Z zasady działania układu wynika jego istotny niedostatek; zaistnienie spiętrzenia eliminuje bowiem obydwa impulsy, pogarszając tym samym statystykę rejestrowanej liczby zdarzeń.

64

3. Metody i układy ekstrakcji informacji

BG

AG

H

Odpowiedzią układu detekcji na wymuszenie radiacyjne (sygnał radiometryczny) jest ciąg impulsów prądowych. Odwzorowuje on zarówno samo wymuszenie jak również procesy odpowiedzialne za jego konwersję (w wielu aspektach stochastyczne). Innymi słowy, uformowany w ten sposób sygnał elektryczny przejmuje funkcję wtórnego nośnika informacji [64]. Informacje te zawarte są w indywidualnych i uśrednionych parametrach deskryptywnych ciągu impulsów, jak amplituda, rozciągłość czasowa i kształt poszczególnych impulsów oraz średnia częstotliwość ich repetycji. Wymienione przykładowo wielkości elektryczne pozostają w dobrze określonych związkach z pierwotnymi parametrami strumienia fotonów czy cząstek jonizujących. Na tej podstawie rozwinęły się trzy podstawowe metody pomiarowe: spektrometria amplitudowa, spektrometria czasowa oraz metoda identyfikacji rodzaju promieniowania oparta na selekcji według kształtu. Rodzaj ekstrahowanej z sygnału informacji decyduje oczywiście o charakterze niezbędnego kondycjonowania. Dodajmy jeszcze, że w każdym radiometrycznym eksperymencie badawczym lub pomiarze technicznym realizowanym w obszarze wymienionych technik pomiarem objęta jest z reguły średnia częstotliwość impulsów (szybkość zliczeń - ang. count rate) generowanych w detektorach promieniowania (całkowita lub mieszcząca się w zadanym przedziale energii względnie pochodząca od wyróżnionego jego rodzaju), stanowiąca miarę jego intensywności (natężenia).

3.1. Ekstrakcja informacji o intensywności promieniowania jonizującego Terminem natężenie lub intensywność promieniowania jonizującego zwana jest potocznie prędkość fluencji (ang. fluence rate) cząstek lub fotonów. W przypadku jednorodnego pola radiacyjnego wyraża ją formuła definicyjna Φ (76) t gdzie Φ oznacza fluencję3 danego typu promieniowania tj. stosunek liczby fotonów lub cząstek jonizujących n, które przeniknęły powierzchnię S do wielkości tej powierzchni. Formułę (76) można zatem sprowadzić do postaci uwidaczniającej związek intensywności promieniowania (prędkości fluencji) ze średnią częstotliwością wymuszeń radiacyjnych def

Ψ =

3

W dawniej stosowanej terminologii fluencję zwano strumieniem, natomiast prędkość fluencji odpowiednio gęstością strumienia promieniowania [65],[66].

65

Ψ=

〈 fR〉 S

(77)

Wobec skończonej wydajności detektorów nie każde wymuszenie elementarne (foton/ cząstka) daje impulsową odpowiedź prądową. Ogólnie więc można napisać relację wiążącą średnią częstotliwość impulsów prądowych z intensywnością promieniowania: 〈 f imp 〉 = k Ψ = k1 〈 f R 〉

(78)

gdzie k stanowi (mniejszy od jedności) współczynnik zależny od rodzaju detektora, rodzaju promieniowania oraz geometrii pomiaru, zaś k1 = k/S.

AG

H

Intensywność promieniowania daje się więc określić na drodze pomiaru średniej częstotliwości impulsów odbieranych z detektora danego rodzaju promieniowania. Dokonać tego można na dwa sposoby: - w sposób pośredni poprzez pomiar liczby impulsów N zarejestrowanych w założonym interwale zliczania T w układach zliczających (przelicznikach). Wyznaczenia średniej częstotliwości dokonuje się wówczas według oczywistego związku: = N/T, - w sposób bezpośredni przy pomocy mierników szybkości zliczania (ang. count rate meter) zwanych potocznie integratorami impulsów na drodze pomiaru średniej częstotliwości impulsów detektora. Kondycjonowanie impulsów licznikowych w obu przypadkach sprowadza się do ich standaryzacji czasowo-amplitudowej. Celowi temu służy monowibrator (najczęściej w monostabilnej wersji Schmitta) [67] o możliwie małym czasie martwym.

3.1.1. Przeliczniki impulsów

BG

Przelicznikiem impulsów nazywamy urządzenie, które w odpowiedzi na ciąg lub paczkę impulsów wejściowych daje wtórny ciąg lub paczkę impulsów o zredukowanej ich częstości lub liczbie w stosunku określonym przez tak zwany stopień względnie współczynnik redukcji p nazywany również skalą układu. Współczynnik redukcji może więc przybierać tylko wartości całkowite. Według definicji podaje on jaka liczba impulsów wejściowych musi zostać przez układ przyjęta aby wygenerował on jeden impuls wyjściowy. Układ tego rodzaju musi przeto zapamiętywać liczbę przyjętych impulsów wejściowych w pełnym cyklu jego pracy. Wynika stąd warunek, aby posiadał on p wyodrębnionych stanów stabilnych, następujących według ściśle określonego schematu logicznego, co implikuje w konsekwencji możliwość odczytu (indykacji) liczby przyjętych impulsów. Najprostszym z możliwych układem redukcji liczby impulsów jest układ o współczynniku redukcji p =2. Koncepcje oraz praktyczną realizację takiego układu na lampach elektronowych zawdzięczamy W.H. Ecclesowi i F.W. Jordanowi [68]. Powszechnie znany jest on (również w technice półprzewodnikowej) pod nazwą przerzutnika Ecclesa Jordana, a także komórki binarnej lub trygera (ang. bistable, Flip-Flop). Opracowanie elementarnej komórki binarnej stworzyło formalne podstawy syntezy bardziej złożonych układów przeliczających o dowolnym w zasadzie współczynniku redukcji. Te potencjalne możliwości wykorzystano dopiero z dwudziestoletnim opóźnieniem spowodowanym 66

głównie trudnościami w opracowaniu skutecznego i niezawodnego sposobu sprzężenia międzykomórkowego. Zauważmy, że nazwa przelicznik impulsów wywodzi się z lat, gdy jedynym trwałym nośnikiem informacji o liczbie przejętych impulsów był numerator mechaniczny. Duża bezwładność jego ustroju mechanicznego ograniczała szybkość periodycznego zliczania do poziomu poniżej 100 Hz. W przypadku ciągu impulsów o rozkładzie przypadkowym poziom ten ulegał jeszcze dalszemu obniżeniu. Dla zaradzenia temu ograniczeniu podjęto wiele prób skonstruowania swego rodzaju interface’ów obniżających liczbę impulsów, opartych głównie na zastosowaniu tyratronów. Skrócenie czasu martwego takich realizacji było jednak daleko niewystarczające. Przełom w rozwoju tej techniki pomiarowej stanowił dopiero opracowany przez Forsmana [69] układ redukcji częstotliwości impulsów licznikowych wykorzystujący znane już podówczas przerzutniki lampowe [68].

AG

H

Systematycznie udoskonalanym układom nadano nazwę: przelicznik impulsów lub reduktor częstotliwości (ang. scaler). W swej pierwotnej postaci funkcjonalne zadanie przelicznika sprowadzało się wyłącznie do wygenerowania odpowiedzi impulsowej po przyjęciu określonej liczby impulsów wejściowych (to jest z chwilą jego przepełnienia) bez możliwości odczytu stanu pośredniego. Wyposażenie przelicznika w układ indykacji (odczytu) jego stanu na-dało mu charakter licznika impulsów, tym nie mniej zachowano wcześniej ugruntowaną nazwę. Przetrwała również ogólna filozofia układu.

BG

Problematyka liczników (rejestrów) elektronicznych ma bardzo obszerną literaturę przedmiotu wykraczającą znacznie poza obszar naszych zainteresowań. W niniejszej monografii ograniczymy się wyłącznie do przeliczników stosowanych w radiometrii konwencjonalnej i specjalistycznej. Podlegają one ogólnej klasyfikacji układów liczących segregującej je według kodu (dwójkowe i dziesiętne), kierunku liczenia (następnikowe - w przód, poprzednikowe - wstecz, rewersyjne - różnicowe) oraz sposobu sterowania (synchroniczne, asynchroniczne i mieszane) . Na rysunku 57 przedstawiono schematycznie możliwości realizacji liczników w wersjach objętych podaną wyżej systematyką. W porządku rozwojowym przeliczników pierwsze pojawiły się następnikowe przeliczniki dwójkowe. Organizacja układu liczącego w systemie dwójkowym znalazła odbicie w ich nazewnictwie. Z tego okresu pochodzą właśnie nazwy ukazujące explicite stopień redukcji przelicznika, jak na przykład; przelicznik ósemkowy, szesnastkowy...itd. (ang. scale-of-8-counter, scale-of-16-counter....). Przypomnijmy, że współczynnik redukcji pk kaskady k elementarnych komórek binarnych wyraża się ogólnie znaną relacją p k = 2k

(79)

Nk = (pk -1)

(80)

a jej pojemność Nk wynosi Nawet relatywnie duża liczba komórek binarnych daje stosunkowo niską wartość współczynnika redukcji, a w konsekwencji równie małą pojemność całej kaskady. W wielu przypadkach okazuje się ona niewystarczająca, stąd też układ elektroniczny jest uzupełniany (wolnoliczącym) licznikiem elektromechanicznym o wielokrotnie większej pojemności własnej Nel-m.

67

PRZELICZNIKI

SYNCHRONICZNE

1

2

ASYNCHRONICZNE

3

1

1 JEDNOKIERUNKOWE

2

2

MIESZANE

3

REWERSYJNE

1 3

2

3

SPECJALNE

WPRZÓD DWÓJKOWE

DZIESIĘTNE

H

WSTECZ

AG

Rys. 57. Schemat klasyfikacji liczników według sposobu sterowania, kierunku liczenia oraz wybranych rodzajów kodowania

Pojemność przelicznika Nk (ang. count capacity) oraz współczynnik redukcji p (ang. scale factor) stanowią podstawowe jego parametry znamionowe. Zaliczają się do nich również czas rozdzielczy dla pary impulsów τr (ang. pulse pair resolution) oraz maksymalna częstotliwość zliczania fmax (ang. maximum counting rate). Definiowane są one następująco:

BG

- Rozdzielczość czasowa dla pary impulsów τr określa najmniejszy odstęp czasowy dwu bezpośrednio sąsiadujących impulsów zapewniający ich oddzielne policzenie. Parametr ten ma istotne znaczenie w przypadku zliczania impulsów o stochastycznym rozkładzie czasowym. - Częstotliwość maksymalna fmax odniesiona jest do ciągu impulsów o równomiernym rozkładzie czasowym. Jest to wartość częstotliwości impulsów wejściowych, przy której nie zachodzi jeszcze zjawisko gubienia impulsów, naruszające liniowość charakterystyki przejściowej przelicznika (fWY vs fWE). Zauważmy, że komórki binarne należą do kategorii układów o niewydłużalnym (stałym) czasie martwym τM. W przypadku gdy ich czas martwy jest dominującym w całym torze pomiarowym, a rozkład czasowy impulsów wejściowych ma charakter poissonowski, pewna część impulsów nie zostaje policzona. Ten niepożądany efekt nazywamy gubieniem impulsów, zaś ilościową relację między rzeczywistą liczbą no przejętych w jednostce czasu impulsów wejściowych a ich liczbą n zarejestrowaną w tym czasie przez układ określa zależność nieliniowa [70] n=

68

n0 1 + n0 τ M

(81)

wykazująca nasycenie w warunkach gdy noτM >> 1. Pierwsze konstrukcje przeliczników prócz zasadniczych bloków zliczających zawierały odpowiednie stopnie kondycjonujące. Pozbawione były natomiast prostego nawet układu zegarowego służącego do pomiaru czasu T zliczania impulsów wejściowych, nie mówiąc o bardziej rozbudowanych układach przedwyboru liczby impulsów czy też czasu ich akumulacji. Prócz tej niedogodności kłopotliwy był również odczyt wyniku pomiaru NT wymagający odnotowywania stanu licznika elektromechanicznego oraz zespołu (k) komórek binarnych przelicznika i dokonywania odręcznego obliczenia według formuły i=k

N T = x 2 k + ∑ y i 2 i −1

(82)

i =1

gdzie x oznacza wskazania licznika elektromechanicznego, i – indeks kolejnych komórek zaś yi przyjmuje wartości 0 lub 1, zależnie od indykowanego stanu i-tej komórki.

BG

AG

H

Powszechnie stosowanym wówczas wskaźnikiem stanu komórki była lampka gazowana (neonówka) włączona w obwód trygera w taki sposób iż „zapalała” się po przyjęciu każdego nieparzystego w kolejności impulsu, a była „gaszona” bezpośrednio następującym impulsem parzystym. Uciążliwości eksploatacyjnych przelicznika dwójkowego przysparzała nadto konieczność dokonywania równoległego pomiaru czasu zliczania T (akumulacji) impulsów. Niedoskonałości układów dwójkowych okazały się zarazem silnym bodźcem do poszukiwania nowych rozwiązań, umożliwiających między innymi prezentację zawartości przeliczników w znacznie wygodniejszym w praktyce pomiarowej kodzie dziesiętnym. Zaowocowały one znaczącym postępem zarówno w rozwoju komórek bistabilnych jak i syntezy układów zliczających. Dokumentuje go bogata literatura przedmiotu, obejmująca oryginalne i przeglądowe artykuły poświęcone tej tematyce – np. [ 68-87], a także liczne opracowania monograficzne i podręcznikowe [88-95]. Zasygnalizowane odsyłaczami literaturowymi przykładowe rozwiązania przerzutników stanowiły realizacje jednostkowe dla potrzeb badań własnych autorów. Wiele z nich można by uznać za swego rodzaju „kamienie milowe” na drodze rozwoju - trwającej do połowy ubiegłego stulecia - „ery techniki lampowej”. Na pewnym jej etapie dużą popularność zyskały przeliczniki oparte na wykorzystaniu lamp liczących [94],[96]; zarówno gazowanych [97-99] jak próżniowych [100-102]. Tego rodzaju przeliczniki były również produkowane w Polsce. W szczególności, wykonany w systemie „cegiełkowym”, typ PER1 [103] zawiera dwie dekady dwójkowo-dziesiętne w zmodyfikowanej konfiguracji Pottera [76] (cegiełka P-2) oraz układ dekatronowy z czterocyfrowym licznikiem elektromechanicznym (cegiełka P-1), natomiast model LL-1 [104] - trzy wkładki dekad zliczających na lampach elektrono-promieniowych oraz wkładkę z licznikiem elektromechanicznym. Obydwa przeliczniki wyposażono w odpowiednie wejściowe układy kondycjonujące oraz pomocnicze układy do sterowania ich cyklem pracy. W zasadzie są one przewidziane do pracy w systemie sterowania ręcznego. Dodatkowa przystawka sterująca (PS-1) umożliwia jednak sterowanie automatyczne drugiego przelicznika (LL-1). Znacznie lepszymi parametrami odznacza się przelicznik typu PEL-5A [105] wchodzący w skład „Znormalizowanego systemu elektronicznej aparatury laboratoryjnej techniki 69

PRZEŁĄCZNIK RODZAJU PRACY

PRZEŁĄCZNIK ELEKTRONICZNY

AG

WEJŚCIE IMPULSÓW

H

jądrowej” [106]. Jego układ przeliczający obejmuje sześć dekad w konfiguracji Grosdoffa [80] o racjonalnie zróżnicowanych czasach rozdzielczych. Wykonano je w formie wymiennych wkładek wyposażonych w autonomiczne neonówkowe indykatory stanu dekady. Przelicznik zawiera własny układ czasosteru, służący do pomiaru czasu zliczania impulsów oraz umożliwiający automatyczny pomiar z przedwyborem czasu pomiaru lub liczby zliczeń. W wejściowym stopniu kondycjonowania sygnału zastosowano tu konwencjonalny dyskryminator Schmitta. Podstawowe konfiguracje przeliczników lampowych oraz ich komórek elementarnych zostały praktycznie zreplikowane w technice półprzewodnikowej stanowiąc podstawę ich dalszego rozwoju i udoskonaleń. Dokonał się on jednak głównie w obszarze techniki cyfrowej wspomaganej i stymulowanej osiągnięciami technologii półprzewodnikowej [107-115]. Stąd też początkowe realizacje tranzystorowe (na elementach dyskretnych) zostały rychło wyparte przez rozwiązania wykorzystujące monolityczne układy scalone małej skali integracji (SSI). Tak, na przykład, w przeliczniku typu P-44 [116] produkcji krajowej, wchodzącego w skład systemu laboratoryjnej aparatury techniki jądrowej „STANDARD-70” [117], jako komórki binarne dekady liczącej wykorzystano scalone przerzutniki JK typu SN7472N. Schemat blokowy tego przelicznika przedstawiono na rysunku 58.

GENERATOR 100 Hz

WSKAŹNIKI CYFR.

LICZNIK CZASOSTERU

BG

WYJŚCIE ZNACZNIKA

LICZNIK GŁÓWNY

SYNCHRON STARTU

KAS.RĘCZNE

UKŁAD KASOWANIA

IMPULS KAS

START IMPULS

UKŁAD START-STOP

UKŁAD ZNACZNIKÓW

STOP IMPULS

START/STOP RĘCZNY

Rys. 58. Schemat blokowy przelicznika typu P-44

Podstawowym blokiem funkcjonalnym przelicznika jest LICZNIK GŁÓWNY zawierający sześć dekad liczących uzupełnionych dodatkowym reduktorem binarnym, wyznaczającym najbardziej znaczącą cyfrę zarejestrowanej liczby impulsów. Blok ten „obsługiwany” jest przez zespół bloków pomocniczych: LICZNIK CZASOSTERU, GENERATOR WZORCOWY, PRZEŁĄCZNIK ELEKTRONICZNY, UKŁAD „START-STOP”, UKŁAD SYNCHRONIZACJI „STARTU”, UKŁAD KASOWANIA oraz UKŁAD ZNACZNIKÓW, determinujących zakres możliwości eksploatacyjnych przelicznika. Obejmuje on pomiar liczby impulsów z przedwyborem czasu, pomiar czasu zliczania 70

zadanej liczby impulsów, pomiar odstępu czasowego między dwoma impulsami, pomiar ich średniej częstotliwości oraz szerokości, a nadto generację impulsów o zadanych odstępach czasowych. Z założenia podstawowym sposobem sterowania pracą przelicznika jest sterowanie ręczne, nie mniej jednak przewidziano również możliwość sterowania standardowymi impulsami elektrycznymi.

Vcc K C J

WE

KAS

Q _ Q

KASOWANIE

K C J

K C J

Q _ Q

5k1

BG

8 x 68k

5k1

Q _ Q

4 x SN7472 WY

BAY55

BAY55

BAY55

BAY55

AG

BAY55

Q _ Q

5k1

5k1

BAY55

K C J

5k1

H

+5.2V

5 x BFYP519

5 BFYP519

+60V

0 1 2 3 4

+250V

LC 531

5

6 7

8 9

KROPKA

47k

Rys. 59. Schemat ideowy dekady liczącej przelicznika P-44

Rysunek 59 przedstawia schemat ideowy dekady liczącej przelicznika P-44. Jak łatwo zauważyć pracuje ona, podobnie jak dekady przelicznika lampowego PEL-5A, w systemie sprzężeń „w przód” i „wstecz” zaproponowanym przez Grosdoffa. Maksymalna częstotliwość zliczania tej dekady sięga wartości 10 MHz. Na schemacie uwidoczniono również obwody układu indykacji stanu dekady. Obejmują one matrycę dekodera diodoworezystorowego, stowarzyszony zespół tranzystorów sterujących oraz jarzeniowy wskaźnik cyfrowy typu NIXIE. Sześć takich dekad wraz z dodatkowym (zbudowanym na bramkach

71

SN7400N) przerzutnikiem RS, tworzy układ zliczający impulsy wejściowe (LICZNIK GŁÓWNY).

Mnogość rozwiązań układowych i konstrukcyjnych elektronicznej aparatury pomiarowej oraz dążność do łatwej reprodukcji warunków pomiarowych w eksperymentach fizyki jądrowej skłoniła jej projektantów i użytkowników do podjęcia w tej dziedzinie działań unifikacyjnych. Ich efektem było opracowanie szeregu systemów aparaturowych, z których trwale upowszechniły się dwa systemy modułowe: amerykański system NIM (Nuclear Instruments Modules) [118 ] oraz system europejski CAMAC (Computer Application for Measurement and Control) [119],[120]. Drugi z wymienionych został również wdrożony do produkcji krajowej [121]. W ramach tego systemu opracowano między innymi laboratoryjny przelicznik nowej generacji typu 1403, spełniający jednak tylko częściowo4 - określone normą - wymagania techniczne. Na rysunku 60 przedstawiono ogólny schemat blokowy tego przelicznika.

WY-1

WY-2

UKŁAD DEKODUJĄCO WYŚWIETLAJĄCY

MEMORY OFF ON SING. AUTO

LICZNIK IMPULSÓW WEJŚCIOWYCH

AG

UKŁAD WEJŚCIOWY

H

WEJŚCIE

K1

START

STOP

RESET

K1

PRZEDWYBÓR

K2

T

N

UKŁAD PORÓWNYWANIA

BG

UKŁAD STERUJĄCY

LICZNIK IMPULSÓW CZASU

LICZBY IMPULSÓW N CZASU T

TIME

K2

s min

DZIELNIK CZĘSTOTLIWOŚCI

GENERATOR ZEGAR – 10 MHz

Rys. 60. Schemat blokowy przelicznika typu 1403 „CAMAC”

Zasadniczym blokiem funkcjonalnym jest LICZNIK GŁÓWNY zliczający impulsy wejściowe przekazywane przez kondycjonujący je UKŁAD WEJŚCIOWY. Cykl pomiarowy przebiega według procedur zadanych nastawami pomocniczych bloków: UKŁADU STEROWANIA oraz zespołu bloków CZASOSTERU, obejmującego GENERATOR IMPULSÓW ZEGAROWYCH, DZIELNIK CZĘSTOTLIWOŚCI, UKŁAD PORÓWNYWANIA oraz LICZNIK IMPULSÓW CZASU. Uwidoczniony na schemacie, jako wspólny, BLOK DEKODUJĄCO-WYŚWIETLAJĄCY zawiera w istocie dwa oddzielne 4

Magistrala wykorzystana jest tylko do zasilania przelicznika; inne połączenia realizowane są kablami zewnętrznymi.

72

subukłady związane bezpośrednio z przynależnymi licznikami. Organa nastawcze umożliwiają: - „pomiar prosty” (liczby impulsów i czasu pomiaru) w interwale określonym momentami uruchomienia (przyciskiem „start”) i zakończenia zliczania (przyciskiem„stop”), - pomiar liczby impulsów z zadanym przedwyborem czasu zliczania, - pomiar czasu zliczania z zadanym przedwyborem liczby zliczeń w pojedynczym lub automatycznym (w reżymie tzw. uproszczonego integratora) cyklu pracy. Wyniki pomiaru są wyświetlane przez zespół półprzewodnikowych wskaźników cyfrowych oraz wyprowadzone na zaciski wyjściowe łączące przelicznik z drukarką zewnętrzną. Obydwa liczniki wykonano w podobnym układzie, jako kaskady dekad liczących wyposażonych w indywidualne bloki wizualizacji stanu dekady, przy czym licznik główny zawiera ich siedem, a licznik czasu - cztery. Strukturę takiej dekady przedstawiono schematycznie na rysunku 61. +5V

6

1

WSKAŹNIK CYFROWY

10

8

5

4

13 12 11

10

9 15 14

5

9

2

3

WY. DO DRUKARKI

AG

7x270

H

CQYP 74

UCY 7447

DEKODER 0

2

1

4

7

UCY 7400

9 10

1 2

11 10 14

15

1 16

6

5

13 12

PAMIĘĆ BUFOROWA

BG 3

11

8

DEKADA LICZĄCA

2

9

14

IMP. ZAPISU

7 12 14

UCY 7490

7

8

3

4 4K7

UCY 7475

0

+5V 9

13

2

WE

1

KASOWANIE / RESET

Rys. 61. Schemat dekady przelicznika typu 1403 – CAMAC

Podstawowym jej członem funkcjonalnym jest dekada scalona typu UCY 7490 N. Za pośrednictwem pamięci buforowej (UCY 7475 N) jest ona sprzężona z układami odczytu: scalonym dekoderem (UCY 7447) współpracującym z siedmiosegmentowym wskaźnikiem cyfrowym (CQYP 74), oraz zespołem bramek (UCY 7400) przekazującymi dane do drukarki peryferyjnej (typu ERD 102). W warunkach pracy automatycznej przepisywanie danych z dekady liczącej do pamięci peryferyjnej następuje z chwilą zakończenia każdego cyklu 73

pomiarowego. Maksymalna szybkość zliczania (10 MHz) podyktowana jest własnościami dekady scalonej [111].

POŁĄCZENIA Z BLOKIEM DEKODOWANIA I STEROWANIA

10

11

2

3

12

4

13

5

4

10

1

SZYNY R

4

AG

1

+5V

H

Przeliczniki pracujące w sterowanym komputerowo systemie akwizycji i obróbki danych nie wymagają wyposażenia ich w autonomiczne wskaźniki stanu, zaś informacja o ich zawartości przekazywana jest do innych jednostek systemu za pośrednictwem magistrali. Przykładem takiego rozwiązania jest, przeznaczony do pracy w systemie CAMAC, przelicznik produkcji krajowej typu 401 [124]. We wspólnym module zawiera on cztery szesnastobitowe sekcje liczące (liczniki binarne). Uproszczony schemat jednej takiej sekcji ukazuje rysunek 62. Stanowi ona kaskadę, wykonanych na przerzutnikach J-K, czterech czterobitowych scalonych liczników asynchronicznych typu UCY 7493N. W pierwszym z nich wykorzystano tylko trzy bity uzupełniając jego pojemność do czterech bitów dodatkowym, przełączonym do konfiguracji „T”, przerzutnikiem typu UCY 7474N. Taki sposób organizacji pierwszego licznika pozwolił włączyć w tor zliczanych impulsów rozbudowany układ bramkowania, umożliwiający blokadę zarówno sygnałami wewnętrznego sterowania systemu jak i sygnałem zewnętrznym podawanym na gniazdo oznaczone nazwą INHIBIT. Wyjścia poszczególnych komórek binarnych połączone są trwale z szynami „R” magistrali za pośrednictwem bramek z otwartym kolektorem typu UCY 7403N (w tak zwanej technice sumowania na drucie) oraz wzmacniaczy buforowych UCY 7407N. 8

UCY 7407 N

9

13

3 2

6 5 8 9 11 12

9

1

2

UCY 7493 A

5

6

4,5

2

INPUT

3

4

10

13

12

L.2

1

4 x 4k2

1

L.3

9 8

11

1,2

2

5

UCY 7402N

UCY 7400N 1 4

4, 6

*

5

UCY74 107N

6

8,9

UCY 7493 A

14

11 2

.

UCY 7404N

8

9

UCY 7400N 12

6

13

6

11

12

2 4

5 1

UCY 7453N 13 1, 2

4 5 9 10 9,10 1,13 2,3

**

3,5

4

UCY 7420N

POŁĄCZENIA Z BLOKIEM DEKODOWANIA I STEROWANIA

Rys. 62. Uproszczony schemat pierwszej sekcji zliczającej przelicznika typu 401

74

LAM

LAM

10

UCY 7410N

3

3

D1 D2

9

3 2 6 5 8 9 11 12

UCY 7486N 1,2

4

+5V

13

3

UCY 7440N

UCY 7437

1

Vcc

4,5

6

INHIBIT

16

4

2 3

UCY 7404

1

8

11

1

UCY 3 7474 N 4

8

0

12

1

UCY 7403 N

BG

2k4

13

2

Rozpoczęcie (START) i zakończenie (STOP) zliczania impulsów wymuszane są sygnałami ogólnego sterowania. Podobnie realizowane jest kasowanie (RESET) liczników; przewidziano jednak również kasowanie ręczne przy pomocy przycisku zamontowanego na płycie czołowej. Odczyt licznika, czyli przekazanie jego stanu na szyny „R” magistrali następuje na rozkaz podawany z bloku sterowania na bramki UCY 7403 N za pośrednictwem bramek UCY 7402 N i UCY 7440 N (nand buffer). Do wyjścia komórki najbardziej znaczącego bitu (MSB) dołączony jest jeszcze jeden przerzutnik typu UCY 74107 N pracujący w konfiguracji „D”, zadaniem którego jest sygnalizowanie przepełnienia (overflow) licznika. Do niedawna licznik ten zaliczany był do kategorii liczników szybkich (jego maksymalna częstość zliczania wynosi 15 MHz). Aktualnie granica klasyfikacji według szybkości zliczania uległa przesunięciu do poziomu 100 MHz [21], [125].

H

Licznik binarny 401 może pracować w systemie czterech niezależnych liczników 16-bitowych, względnie - po przelutowaniu odpowiednich zworników - w układzie szeregowym, jako jeden licznik 64-bitowy. Możliwość tę uwidoczniono na rysunku 63 przedstawiającym, zaczerpnięty z instrukcji obsługi [124], schemat logiczny omawianego przelicznika.

0 INHIBIT

1

INPUT

1 INHIBIT

** 1

NF(2) A(2)

INPUT

0

NF(24) A(0) zwora zwora

zwora

NF(26) A(1)

LAM 1

1

LICZNIK 2

0

NF(24) A(1)

BG

0

zwora

NF(26) A(0)

zwora zwora

2

INHIBIT

1

1

LICZNIK 3 zwora

NF(26) A(2)

0

LAM 2

NF(24) A(2)

0

NF(2) A(3)

zwora

INPUT

zwora

3

INHIBIT

NF(26) A(3) 1

1

LICZNIK 4 zwora

0

P (1=24)

LAM 0

1

LICZNIK 1

0 NF(2) A(1)

*

LAM 3

R (0-16) A (0-8)

Q X L

”CAMAC”

NF(2) A(0) INPUT

MAGISTRALA

DEKODER ROZKAZÓW UKŁAD GEN. SYGNAŁÓW STANU I STERUJĄCYCH

QUAD SCALER 401

AG

CZOŁÓWKA

N Z C J

NF(24) A(3)

0

J

Rys. 63. Schemat logiczny przelicznika binarnego typu 401 (CAMAC)

Przedstawiony wyżej opis ograniczono jedynie do układu zliczającego pomijając bardzo rozbudowane obwody dekodowania sygnałów odbieranych z magistrali „CAMAC” oraz obwody generacji sygnałów sterujących i sygnałów stanu licznika. Dla większej przejrzystości na obu schematach ograniczono do minimum oznaczenia fabryczne. Z tego też względu opatrzono gwiazdkami [*-**] te same elementy układowe oznaczone na obu schematach odmiennymi symbolami graficznymi. 75

3.1.2. Układy pomiaru szybkości zliczeń – integratory impulsów Jak już wspomniano szybkość zliczeń, to jest średnią częstotliwość rejestrowanych impulsów, można wykorzystać jako miarę intensywności promieniowania jądrowego. W warunkach stałego, ustalonego poziomu radiacji, najefektywniejszym sposobem jej pomiaru jest metoda przelicznikowa zapewniająca uzyskanie dowolnej w zasadzie dokładności pomiaru. Posłużyć się nią również można przy stosunkowo niewielkiej dynamice zmienności natężenia promieniowania, korzystając z możliwości pracy przelicznika w automatycznie powtarzalnych cyklach pomiarowych, w tak zwanym reżymie uproszczonego integratora. Sposób ten okazuje się jednak praktycznie nieprzydatny do ciągłego pomiaru - włącznie z rejestracją wyników - szybkozmiennego natężenia promieniowania. Konkurencyjną alternatywą dla cyfrowej metody przelicznikowej jest w takich warunkach integrator analogowy.

BG

AG

H

Stanowi on w istocie swego rodzaju konwerter częstotliwość – amplituda, obciążony dodatkowym uwarunkowaniem wynikającym ze stochastycznego rozkładu czasowego impulsów. Odpowiedzią integratora analogowego na wymuszenie stacjonarnym ciągiem impulsów przypadkowych jest wyjściowy sygnał napięciowy lub prądowy o poziomie zależnym od średniej częstotliwości impulsów. W ogólnym przypadku ciągu niestacjonarnego poziom sygnału wyjściowego związany jest z „częstotliwością chwilową” impulsów wejściowych rozumianą jako średnia ich częstotliwość w interwale wyznaczonym przez stałą czasową obwodu inercyjnego integratora. Kształt zależności Vo () może być formowany na drodze odpowiedniego doboru struktury wewnętrznej konwertera oraz jego elementów składowych. W praktyce miernictwa radiometrycznego korzysta się niemal wyłącznie z zależności liniowej oraz logarytmicznej, a integratory o tego rodzaju charakterystykach wyjściowych zwane są odpowiednio integratorami liniowymi względnie integratorami logarytmicznymi.

3.1.2.1. Liniowe integratory analogowe Najprostszą formą integratora analogowego jest integrator liniowy prosty, znamienny jednym tylko torem pomiarowym. Zasadę jego działania wyjaśnia poglądowo rysunek 64 przedstawiający blokowy schemat funkcjonalny integratora. Stochastyczny ciąg impulsów wejściowych o określonym rozkładzie amplitudowym i średniej częstotliwości podawany jest na wejście pierwszego bloku funkcjonalnego (STANDARYZATORA), w któ-

WE (Vi )

STANDARYZATOR

Q



→

(VN ) Q

AKUMULATOR

CA

WY ↓

ODPŁYW

R0

Rys. 64. Zasada działania integratora impulsów

76



rym każdy impuls podlega normalizacji kształtu, amplitudy i rozciągłości czasowej. Unormowane w ten sposób impulsy napięciowe (VN) niosą ściśle określony ładunek Q przekazując go z kolei do drugiego bloku funkcjonalnego, zwanego AKUMULATOREM z ODPŁYWEM 5. Gałąź „odpływowa” ma zapewniać ciągłą redukcję zawartości akumulatora z intensywnością proporcjonalną do chwilowego jej poziomu. W realizacji technicznej celowi temu służy upust rezystorowy Ro, natomiast funkcję akumulatora pełni kondensator CA. W stanie ustalonym następuje zrównanie wydajności dopływu i odpływu ładunku. Stan ten można opisać równaniem bilansu wyrażonym w terminach średnich wartości prądów akumulatora: dopływającego (wejściowego) oraz odpływającego (wyjściowego) . 〈 Ii 〉 = 〈 Io 〉

(83)

Obie wielkości związane są bezpośrednio z odpowiednimi parametrami technicznymi integratora; prąd wejściowy ze średnią częstotliwością impulsów = Q 〈 fi 〉

zaś prąd wyjściowy z odpowiedzią napięciową

〈Vo 〉 Ro

=

AG

〈Io 〉

H

〈Ii 〉

(84)

(85)

Kojarząc wyrażenia (83), (84) i (85) otrzymujemy podstawowy związek 〈Vo 〉

=

Ro Q 〈 f o 〉

(86)

BG

opisujący charakterystykę wyjściową integratora. Warunkiem jej liniowości jest stałość iloczynu RoQ stanowiącego z definicji współczynnik konwersji integratora. Wymóg ten sprowadza się w istocie do żądania niezależności iniekowanych do akumulatora porcji ładunku Q od wartości napięcia wyjściowego . Prostym sposobem dopełnienia tego warunku jest użycie w wyjściowym stopniu STANDARYZATORA źródła prądowego6 kluczowanego unormowanymi impulsami napięciowymi. Sposób ten zilustrowano schematycznie na rysunku 65. ↓

→ VK



CS

CA

RO



Rys. 65. Schemat zastępczy końcowego fragmentu integratora liniowego

5 6

Na zasadzie analogii hydrodynamicznej można by go nazwać „dziurawym zbiornikiem”. W technice lampowej stosowano początkowo zwykły stopień pentodowy.

77

Ciąg impulsów kluczujących formowanych w wejściowych stopniach standaryzatora jak również wymuszany nim ciąg impulsów prądowych zachowuje rozkład czasowy ciągu impulsów podlegającego pomiarowi sygnału radiometrycznego. Każdy impuls prądowy niesie ładunek określony długotrwałością ti tego impulsu oraz jego amplitudą Imax. Parametry te są zadane odpowiednio szerokością impulsów kluczujących oraz wydajnością źródła prądowego. Dla uproszczenia analizy załóżmy dirakowski charakter impulsów prądowych pisząc I i (t ) = I max δ(t )

(87)

Impuls taki na impedancji równoległego obwodu inercyjnego pierwszego rzędu RoCA daje pochodny impuls napięciowy Vo(t). W zapisie operatorowym wyraża go zależność Vo (s) =

I max

1 1 C A s + Ro1C A

(88)

⎛ I max t exp ⎜⎜ − CA R o CA ⎝

⎞ ⎟ ⎟ ⎠

AG

Vo (t ) =

H

a jej oryginał ma postać (89)

Stochastyczny ciąg impulsów opisanych powyższą zależnością daje w rezultacie spiętrzania sygnał o wartości średniej i wariancji określonych odpowiednio pierwszym i drugim twierdzeniem Campbella-Francisa [126], [6] 〈Vo 〉 = I max R o 〈 f 〉 =

I max

BG

σ Vo

(90)

〈 f 〉 Ro 2CA

(91)

Stałość określonego równaniem (90) współczynnika konwersji zachowana jest w ograniczonym, choć na ogół zadowalającym, zakresie określonym charakterystyką wyjściową źródła prądowego. Liniowość zależności (90) daje z kolei podstawę do utożsamienia względnego błędu pomiaru wartości średniej napięcia wyjściowego (względnego odchylenia standardowego) δw z analogicznym błędem wyznaczenia średniej częstotliwości zliczeń. δ w (〈 f 〉 ) ≡ δ w (〈Vo 〉 )

def

=

σ Vo 〈Vo 〉

=

1 2 〈 f 〉 Ro C A

(92)

Pierwsze rozwiązania układowe integratorów pracujących według opisanej wyżej metody wykonano na tyratronach, późniejsze wykorzystywały lampy elektronowe. Sięgnięto do niej również w konstrukcji współczesnych układów na elementach półprzewodnikowych. Rysunek 66 przedstawia schemat takiej właśnie realizacji [127]. Jest to kanał liniowy, produkowanego w Kraju, uniwersalnego integratora liniowo-logarytmicznego typu ILL-41. Właściwy układ STANDARYZATORA, składający się z monowibratora typu 78

SN 74121N oraz sterowanego źródła prądowego na tranzystorach BFP 519 (T3A,T3B) poprzedzono dwustopniowym układem kondycjonującym (T1,T2) wyposażonym w diodowo-rezystorowy obwód zabezpieczenia przed przesterowaniem. +24V 0.1µ

+24V

100 2k5

3k9 1k

BZYP20 WE

BFYP19 51

1k

T1

+24V

1k

8

1k

SN 74121N 1

2

T2 BSY52

3

4

5

6

Ci 10µ

7

Ri 3M3

CX

2N382 3

30k S

T4

T3B

T5

200

D1A 10k

20k

BAY55 R7A

27

-24V

6k98

T6

10k 1k DO K-202

+24V

AG

⇒

BZYP11

BC527

1k

DO WZMACN. WYJŚC.

140 40.2 40.2 274

H RxA

-24V

7k5

BZYP11 2N2905A

D

BFP519

BFP519 T3A

1k2

BAY55

+24V

10µ

C’X

14 13 12 11 10 9

511

BAY55

1k

+24V +6V

+5V +5V

UKŁAD PODTRZYMYWANIA ŁADUNKU

[CX ]

Rys. 66. Uproszczony schemat ideowy liniowego kanału integratora typu ILL-41

BG

Zespół przełączanych (nie uwidocznionych na schemacie) pojemności CX’ umożliwia nastawienia pożądanej szerokości impulsów kluczujących źródło prądowe. Analogiczny zespół rezystorów RXA służy do ustalania wydajności prądowej tego źródła. AKUMULATOR z ODPŁYWEM stanowi obwód obciążenia źródła prądowego (T2A) złożony z rezystancji Ri = 3M3, pojemności Ci = 10µ, oraz zespołu dołączanych (również nie pokazanych na schemacie) pojemności CX. Tranzystory T4 i T5 pełnią funkcję stałoprądowego wzmacniacza buforowego o wysokiej rezystancji wejściowej, przekazującego zmiany napięcia na obwodzie całkującym (Ri,Ci,Cx) do wzmacniacza wyjściowego. Tor pomiarowy zakończony jest obwodem analogowego wskaźnika wychyłowego zamontowanego na płycie czołowej integratora. Przyrząd wychyłowy z natury swej konstrukcji narażony jest na uszkodzenia mechaniczne w przypadku zbyt raptownych zmian mierzonego napięcia (prądu). Zmiany takie mogą zaistnieć w obwodzie akumulatora w chwili przełączania pojemności akumulujących (stałej czasowej całkowania). Dla zapobieżenia im zastosowano wspomagający układ podtrzymywania ładunku. Stanowi go obwód z wtórnikiem emiterowym (T6) sterowany napięciem wyjściowym wzmacniacza buforowego. Zadaniem jego jest replikowanie napięcia panującego na obwodzie całkującym na aktualnie odłączonych od niego kondensatorach (Cx). Oprócz ochrony przyrządu wskazówkowego układ podtrzymywania ładunku skraca efektywnie czas ustalania się wskazań po przełączeniu stałej czasowej. Drugi, powszechnie stosowany sposób, umożliwiający uzyskanie dobrej liniowości przemiany integratora analogowego, opiera się na wykorzystaniu układu dozującego 79

w konfiguracji z pompą diodową7 wespół z całkującym wzmacniaczem operacyjnym. Podstawę takiego rozwiązania stanowi zaprojektowany przez Sandsa [128] prosty układ z pompą diodową. Omówimy go zatem w pierwszej kolejności w oparciu o schemat przedstawiony na rysunku 67. Cd

Vi

D1

D2

Ro

CA





Rys. 67. Schemat konfiguracji integratora z pompą diodową

Dla uproszczenia analizy postawmy następujące założenia:

H

- Standardowe impulsy wejściowe pobierane są z idealnego źródła napięciowego (Rw =0) - Oporność diod w kierunku przewodzenia Rp = 0, a w kierunku zaporowym Rz → ∞, - Pojemność akumulatora CA jest wielokroć większa od pojemności szeregowej Cd.

AG

Niech w chwili tj napięcie na zaciskach wyjściowych obwodu całkującego (akumulatora) wynosi Voj. Podany wówczas na wejście układu krótkotrwały impuls napięciowy Vij wymusi doładowanie pojemności CA porcją ładunku qij określoną oczywistą zależnością

(

qi = C d Vi − Vot

)

(93)

Dla stanu ustalonego Vo ust ≡ , wobec czego zależność (93) sprowadza się do postaci

BG

qi = C d ( Vi − 〈Vo 〉 )

(94)

W dalszej konsekwencji możemy więc napisać wyrażenia określające średnią wartość prądu wejściowego

(

)

〈 I i 〉 = q I 〈 f 〉 = C d Vi − 〈Vot 〉 〈 f 〉

(95)

〈Vo 〉 (96) Ro Proste manipulacje arytmetyczne dokonane przy uwzględnieniu bilansu prądów prowadzą ostatecznie do zależności

i wyjściowego

〈I o 〉 =

〈 Vo 〉 = Vi

7

C d Ro 〈 f 〉 1 + C d Ro 〈 f 〉

(97)

Układ „pompy diodowej” zapożyczono z techniki radarowej i telewizyjnej, gdzie był stosowany jako dzielnik częstotliwości[129]. Znalazł on również zastosowanie w przelicznikach specjalnego typu zwanych potocznie przelicznikami z kumulowaniem ładunku [130].

80

Przebieg jej we współrzędnych znormalizowanych /Vi vs. CdRo wykreślono na rysunku 68. Wykazuje ona monotonicznie wzrastające odchylenie od liniowości, tym nie mniej można wyznaczyć roboczy zakres pomiarowy, w obrębie którego odchyłka od liniowości nie przekroczy założonej a’priori wartości. Górną granicę tak wybranego zakresu określa formuła 〈Voj 〉

1.0

Vi

0.8 0.6 0.4 0.2

Cd Ro 〈 f 〉

0 2

4

6

8

10

H

0

Rys. 68. Charakterystyka przemiany prostego integratora z pompą diodową

AG

1 ⎛ ∆ ⎞ 〈 f〉g = ⎜ ⎟ ⎝ 1 − ∆ ⎠ C d Ro

(98)

w której symbolem ∆ oznaczono maksymalne względne odchylenie od liniowości. Dodajmy, że napięcie wyjściowe integratora g odpowiadające częstotliwości g stanowi wtedy zaledwie drobny (∆ ) ułamek amplitudy impulsów wejściowych

BG

g = ∆ Vi

(99)

W prostym układzie z pompą diodową zrealizowano między innymi liniowy kanał integratora liniowo-logarytmicznego typu ILL21 [131], którego skrócony schemat przedstawiono na rysunku 69. +24V

+6V

10k

BZP611C3V3 0.1µ

D3

10µ

BAYP95 IC1 D5 UCY 7400 N

200

14

1,2

120 WE

750

BC177

9 10

1n 390

10÷60

6

Cd 200

12,13 8

390

1k2

4,5 3

D1 D2

BAYP95 T1

+24V

BC527 100 T3

T2 D4

11

BC211

DO WZMACN. WYJŚCIOWEGO

BAYP95

CA 2.2µ

WY

RoX

Rys. 69. Schemat podstawowego fragmentu kanału liniowego integratora ILL-21

81

H

Ukazane na nim bloki wstępnego formowania (kondycjonowania) impulsów wejściowych (T1) oraz standaryzatora (IC1, T2) i pompy diodowej (D1,T3) obsługują zarówno omawiany kanał liniowy jak i komplementarny kanał logarytmiczny. Funkcję standaryzatora szerokości impulsu pełni monowibrator wykonany na bramkach UCY7400N, a standaryzatora amplitud - tranzystor BC211, przełączany impulsami monowibratora od stanu odcięcia do stanu nasycenia. W układzie pompy diodowej w charakterze diody szeregowej zastosowano tranzystor w połączeniu diodowym. Decydującym o przebiegu charakterystyki przemiany integratora elementem jest dwójnik rezystorowy RX. Doborem jego wartości ustala się równocześnie zakres pomiaru częstotliwości oraz stałą czasową obwodu całkującego. Wobec niskiej wartości napięcia wyjściowego w liniowym obszarze charakterystyki niezbędne jest jego odpowiednie wzmocnienie. Celowi temu służą - nie pokazane na schemacie - symetryczny wtórnik źródłowy na tranzystorach 2N 3922 oraz wzmacniacz operacyjny ULY 7741. Napięcie wyjściowe tej kaskady przekazywane jest na analogowy miernik wychyłowy. Ta część układu integratora jest wspólną dla jego obu kanałów, liniowego i logarytmicznego. Do zagadnienia formowania charakterystyki logarytmicznej powrócimy w dalszej części monografii.

AG

Radykalną poprawę liniowości integratora z pompą diodową osiągnął CookeYarborough [132] włączając obwód całkujący R-C w pętlę ujemnego sprzężenia zwrotnego stowarzyszonego z nim wzmacniacza, jak to pokazano na rysunku 70. Formalnie cały układ można traktować jako tandem impulsowego źródła prądowego i wzmacniacza ładunkowego. CA

Ro

Cd

BG

D1

Vi



D2

→ ii

IF ↓

VF

-k v VX

Vo



Rys. 70. Konfiguracja integratora liniowego według Cooke’a-Yarborough.

Relację między odpowiedzią napięciową wzmacniacza Vo a przyjętym z założenia quasidirakowskim wymuszeniem ładunkowym qi określa, dla powyższej konfiguracji równanie operatorowe [6] V o (s ) = −

82

qi ⎛ 1 C A ⎜⎜ s + τ o ⎝

⎞⎛ 1 ⎟ ⎜1 + ⎟⎜ k v ⎠⎝

⎞ ⎟ ⎟ ⎠

(100)

gdzie τo= RoCA jest stałą czasową obwodu inercyjnego Ro-CA , zaś kv wzmocnieniem napięciowym wzmacniacza w otwartej pętli. Rozwijając powyższe równanie przez uwzględnienie w nim związków qi = ( Vi − V X )C d

(101)

Vo = − k v V X

(102)

oraz kładąc nadto warunek k v >> 1

(103)

otrzymujemy k v >> 1

− Vi

Cd

(104)

1⎞ ⎛ CA ⎜s + ⎟ τ⎠ ⎝

H

V o (s ) =

W dziedzinie czasu odpowiedź układu na pojedynczy impuls ładunkowy qi przyjmuje więc postać ⎛ Cd t exp ⎜⎜ − CA R oC A ⎝

⎞ ⎟ ⎟ ⎠

AG

Vo (t ) = − Vi

(105)

Odpowiedzią układu na stochastyczny ciąg takich impulsów o średniej częstotliwości jest natomiast fluktuujące napięcie o wartości średniej określonej pierwszym twierdzeniem Campbella-Francisa (o wartości średniej), a mianowicie

(

∞

)

BG

〈 Vo 〉 = 〈 f 〉 ∫ Vo ( t ) dt = − Vi C d Ro 〈 f 〉 0

(106)

Wyprowadzona zależność określa charakterystykę przemiany integratora uwidaczniając zarazem jej szeroki zakres liniowy [ kp = ViCDRo = const]. Drugie twierdzenie CampbellaFrancisa (o wariancji) ∞

var(Vo ) = σV2 = 〈 f 〉 [Vi (t )] 2 dt

∫

(107)

0

pozwala z kolei obliczyć wartość średniego odchylenia standardowego σv pomiaru. Wynosi ono σ V = Vi C d

Ro 〈 f 〉 2CA

(108)

Względny błąd pomiaru częstotliwości daje się w konsekwencji opisać formułą (92). Komercyjnie dostępne integratory impulsów wyposażone są na ogół w pomocnicze bloki funkcjonalne, jak układ przekroczenia zadanego poziomu (ALARM) oraz układ odej-

83

mowania tła. Druga z wymienionych opcji ma na celu ułatwienie ciągłej kontroli natężenia promieniowania emitowanego przez źródło znajdujące się w stałym polu radiacyjnym innych emiterów. W takim przypadku właściwy pomiar poprzedzony jest pomiarem natężenia samego promieniowania tła, a wynik tego pomiaru replikowany jest na wejściu bloku odejmowania tła jego organami nastawczymi. Procedury pomiarowe znacznie się komplikują jeśli natężenie promieniowania tła nie jest stałe. W celu ich uproszczenia opracowano specjalną wersję układową, zawierającą dwa komplementarne kanały pomiarowe podłączone do wspólnego obwodu całkującego, przy czym jeden z kanałów dokonuje pomiaru sumarycznego promieniowania, a drugi - promieniowania samego tła. Nadano jej miano integratora różnicowego. Alternatywna konfiguracja integratora tego rodzaju wykorzystuje parę prostych integratorów liniowych (z niezależnymi obwodami całkującymi) uzupełnioną wyjściowym wzmacniaczem różnicowym. Schematy strukturalne obu wersji przedstawiono na rysunku 71. WE-1

D1I

Cd

D1II

D2I Ro

Cd

+

D2’

Vi

BG

WE-2

D2”

Cd

D1’

Ro Ro

D1”

R

CA

WE-2



D2II

CA

AG Vi

ViI

Cd

+

WE-1

WY

kv

H

Vi

+Vzap

R f

-kv +

WY

CA

R

Rys. 71. Typowe konfiguracje liniowych integratorów różnicowych

Integrator różnicowy nakłada na systemy detekcji w obu kanałach ostry wymóg identycznej wydajności detekcji oraz równości współczynników konwersji składowych integratorów prostych. Przy tych założeniach dokonamy zwięzłej analizy funkcjonalnej pierwszej konfiguracji. Łatwo zauważyć, że dla ich dopełnienia niezbędne jest w tym przypadku przyjęcie identycznych wartości czynnika ViCd. W praktyce wymaganie to przenosi się równocześnie na amplitudy impulsów wejściowych Vi oraz pojemności dozujące Cd. Różnicowy reżym pracy układu uzyskano dzięki użyciu wzajemnie komplementarnych pomp diodowych. W ukazanych na schemacie warunkach pomiaru, gdy na wejście WE-1 podawane są łącznie ciągi impulsów „pomiarowy” i „zakłócający” o średnich czestotliwościach wynoszących odpowiednio i a na wejście WE-2 tylko ciąg impulsów tła, konieczne jest wprowadzenie zabezpieczenia przed spływem ładunku z pojemności akumulującej CA przez diodę D2 II. Pożądany skutek zapewnia kotwiczenie jej katody na potencjale nieco wyższym od dopuszczalnej wartości maksymalnej napięcia na obwodzie całkującym. Obydwie konfiguracje wykorzystują układy prostych integratorów liniowych 84

o bardzo ograniczonym, jak wiemy, zakresie liniowości. Oczekiwać więc należy analogicznego ograniczenia układu różnicowego. Często warunek liniowej pracy prostego integratora liniowego określa się ogólnie na gruncie formuły (97), żądając aby współczynnik konwersji (kp = ViCdRo) był znacznie mniejszy od jedności. Wykażemy obecnie iż w przypadku analizowanego układu żądanie to ulega zaostrzeniu. Aplikując powołaną formułę odpowiednio do obu kanałów integratora różnicowego otrzymujemy wyrażenia opisujące cząstkowe odpowiedzi i 〈Vo1 〉 = Vi

(〈 f1 〉 + 〈 f 2 〉 )C d Ro 1 + (〈 f 1 〉 + 〈 f 2 〉 ) C d Ro

〈Vo 2 〉 = − Vi

〈 f 2 〉 C d Ro 1 + 〈 f 2 〉 C d R0

(109) (110)

〈 f 1 〉 C d Ro 1 + 〈 f 1 〉 C d Ro + 2 〈 f 2 〉 C d Ro

AG

〈VoΣ 〉 = 〈Vo1 〉 + 〈Vo 2 〉 Vi

H

a korzystając z kolei z zasady niezależności działań, sumaryczną wartość napięcia wyjściowego (111)

Zgodnie z oczekiwaniami jest to zależność ogólnie nieliniowa. Akceptowalną technicznie liniowość można osiągnąć w początkowym zakresie częstotliwości czyniącym równocześnie zadość dwu warunkom: 〈 f 1 〉