Архитектура и схемотехника дифференциальных усилителей с повышенным ослаблением синфазных сигналов

МИНИСТЕРСТВО ОБРАЗОВАНИЯ И НАУКИ РОССИЙСКОЙ ФЕДЕРАЦИИ ФЕДЕРАЛЬНОЕ АГЕНТСТВО ПО ОБРАЗОВАНИЮ Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования «Южно-Российский государственный университет экономики и сервиса» (ГОУ ВПО «ЮРГУЭС»)

Н.Н. Прокопенко, С.В. Крюков

АРХИТЕКТУРА И СХЕМОТЕХНИКА ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ С ПОВЫШЕННЫМ ОСЛАБЛЕНИЕМ СИНФАЗНЫХ СИГНАЛОВ Монография

ШАХТЫ Издательство ЮРГУЭС 2007

УДК 621.375 ББК 32.846 П804 Рецензенты: Крутчинский С.Г., д.т.н., профессор каф. САУ ТТИ ЮФУ Манжула В.Г., к.т.н., доцент каф. ИСиРТ

Прокопенко, Н.Н. П804 Архитектура и схемотехника дифференциальных усилителей с повышенным ослаблением синфазных сигналов / Н.Н. Прокопенко, С.В. Крюков. – Шахты: Изд-во ЮРГУЭС, 2007. – ____ с. ISBN 978-5-93834-326-9

Рассматриваются теоретические и практические проблемы повышения синфазной помехоустойчивости аналоговых микросхем с дифференциальным входом. Исследуются причины неполного ослабления синфазных сигналов в различных дифференциальных усилителях. Обсуждаются методы, направленные на повышение коэффициента ослабления синфазных сигналов (Кос.сф) в базовых архитектурных решениях аналоговых микросхем, в т.ч. с учетом требований SiGe технологии. Рассматриваются схемотехнические приемы повышения Кос.сф дифференциальных усилителей на основе «перегнутых» каскодов, комплементарных ДУ, дифференциальных усилителей с rail-to-rail выходом, дифференциальных усилителей без транзисторных источников тока в общей эмиттерной цепи, допускающих работу в системах с низковольтным питанием. Исследуются способы повышения Кос.сф ДУ с несимметричным включением активной нагрузки. Приводятся результаты компьютерного моделирования различных модификаций ДУ с повышенным Кос.сф. Монография предназначена для студентов радиотехнических специальностей и инженеров, занимающихся проектированием аналоговых микросхем и IP-модулей нового поколения.

УДК 621.375 ББК 32.846

ISBN 978-5-93834-326-9

2

© Прокопенко Н.Н., Крюков С.В., 2007 © Южно-Российский государственный университет экономики и сервиса, 2007

ОГЛАВЛЕНИЕ Введение ............................................................................................................ Глава 1. Параметрические методы повышения синфазной помехоустойчивости классических дифференциальных усилителей (ДУ) ................................................................................ 1.1. Параметры преобразования синфазного сигнала в мультикаскадных ДУ ........................................................................ 1.2. Погрешности решающих усилителей при неполном ослаблении синфазных сигналов........................................................ 1.3. Физические ограничения на предельный коэффициент ослабления входных синфазных сигналов в классических дифференциальных усилителях ......................................................... 1.3.1. Дифференциальные усилители с активными нагрузками ..... 1.3.2. Дифференциальные усилители на «перегнутом» каскоде .... 1.3.3. Комплементарные дифференциальные каскады.................... 1.4. Обобщенная функциональная схема дифференциальных каскадов ................................................................................................. 1.5. Каскады с симметричным выходом ................................................... 1.6. Каскады с цепями симметрирования статического режима транзисторов в активных нагрузках ................................................... 1.7. Дифференциальные усилители со следящим питанием .................. 1.8. Каскодные дифференциальные усилители ....................................... 1.9. Каскады с отрицательной обратной связью по синфазному сигналу .................................................................................................. 1.10. Ослабление синфазных сигналов в операционных усилителях с входными каскадами на основе «бриллиантовых» транзисторов ....................................................................................... 1.11. Предельные параметры источников опорного тока (ИОТ) и управляемых активных нагрузок в ДУ с повышенным ослаблением синфазного сигнала..................................................... 1.11.1. Структурные и схемотехнические методы уменьшения выходной проводимости ИОТ................................................. 1.11.2. Методы уменьшения режимной зависимости коэффициента передачи по току управляемых активных нагрузок ...................................................................................... 1.12. Ослабление синфазных сигналов в ДУ при несимметричном статическом режиме входных транзисторов ................................... Выводы .............................................................................................................. Глава 2. Архитектура дифференциальных усилителей с повышенным коэффициентом ослабления входных синфазных сигналов......... 2.1. Дифференциальные усилители с собственной и взаимной компенсацией импедансов цепей установления статического режима ................................................................................................... 3

2.1.1. Классические ДУ с резистивным токостабилизирующим двухполюсником...................................................................... 2.1.2. Дифференциальные усилители с симметричным выходом .................................................................................... 2.1.3. Дифференциальные усилители с «токовыми зеркалами» . 2.1.4. Дифференциальные усилители с параллельным компенсирующим каналом ..................................................... 2.1.5. Архитектура каналов компенсации в ДУ с местной отрицательной обратной связью для дифференциального сигнала ...................................................................................... 2.1.6. Дифференциальные усилители со структурой µА741 ...... 2.1.7. Классические комплементарные ДУ.................................... 2.1.8. Комплементарные дифференциальные каскады с местной обратной связью ................................................. 2.1.9 Комплементарные ДУ с многоканальной компенсацией.... 2.2. Дифференциальные каскады с цепями взаимной компенсации ошибок преобразования синфазных сигналов и э.д.с. смещения нуля при неидеальных активных нагрузках ............................................... 2.2.1. Способы компенсации э.д.с. смещения нуля и повышения Кос.сф ДУ с несимметричным включением активной нагрузки .................................................................. 2.2.2. Классический дифференциальный усилитель с активной нагрузкой............................................................. 2.2.3. Дифференциальные усилители на основе «перегнутого» каскода ..................................................................................... 2.2.4. Дифференциальные усилители с rail-to-rail выходом ........ 2.2.5. Дифференциальные усилители с архитектурой µА741 .... 2.3. Дифференциальные усилители с последовательной многоканальной компенсацией .......................................................... 2.4. Дифференциальные каскады с прямой передачей синфазного сигнала в эмиттерную цепь входных транзисторов ......................... 2.4.1. Каскады с каналом прямой передачи синфазного сигнала ..................................................................................... 2.4.2. Каскады с глубокой обратной связью по синфазному сигналу в канале формирования корректирующего тока .. 2.5. Дифференциальные усилители с каналами собственной компенсации выходной проводимости транзисторных источников опорного тока................................................................ Выводы .............................................................................................................. Глава 3. Схемотехника дифференциальных усилителей с повышенным ослаблением входного синфазного сигнала ........ 3.1. Перспективные способы введения отрицательных обратных связей по синфазному сигналу в аналоговых микросхемах с дифференциальным входом .......................................................... 4

3.1.1 Дифференциальные усилители с обратной связью по общей эмиттерной цепи .................................................... 3.1.2. Дифференциальные усилители с обратной связью по цепи активной нагрузки..................................................... 3.1.3. Дифференциальные усилители с обратной связью в выходной цепи «перегнутого» каскода .............................. 3.2. Методы повышения синфазной помехоустойчивости комплементарных дифференциальных усилителей ...................... 3.2.1. ДУ с выходным каскадом на комплементарных повторителях тока ................................................................ 3.2.2. ДУ с выходным каскадом на основе комплементарных «перегнутых» каскодов ........................................................... 3.2.3. ДУ с гибридным выходным каскадом .................................. 3.2.4. ДУ с инвариантной архитектурой выходного каскада .... 3.3. Входные каскады быстродействующих ОУ с повышенным ослаблением синфазного сигнала.................................................... 3.4. Собственная компенсация паразитных импедансов в ДУ с архитектурой µА741....................................................................... 3.5. Дифференциальные усилители с параллельным каналом компенсации импедансов токостабилизирующих двухполюсников ................................................................................ 3.5.1. Схемы с симметричным выходом ........................................ 3.5.2. Схемы с несимметричной активной нагрузкой .................. 3.6. Способы собственной и взаимной компенсаций rк-Ск транзисторных источников опорного тока в дифференциальном усилителе ...................................................... 3.6.1. Классические ДУ .................................................................... 3.6.2. ДУ на «перегнутых» каскодах .............................................. 3.6.3. ДУ на основе каскадов «ОК-ОБ-ОБ» ................................... 3.6.4. Взаимная компенсация rк-Ск в ДУ со следящим питанием.................................................................................. Выводы .............................................................................................................. Глава 4. Практические схемы и компьютерные модели дифференциальных усилителей с повышенным ослаблением синфазного сигнала 4.1 Классические дифференциальные усилители на базе «перегнутого» каскода 4.2 Дифференциальные усилители с обратной связью по цепи активной нагрузки «перегнутого» каскода 4.3 Каскодные ДУ с отрицательной обратной связью по цепи базы выходных транзисторов 4.4 Дифференциальные усилители с обратной связью по эмиттерной цепи «перегнутого» каскода 5

4.5 Организация обратной связи в «перегнутых» каскодах с транзисторными делителями выходных токов 4.6 «Бриллиантовые транзисторы» в цепях стабилизации статического режима ДУ 4.7 Операционные усилители на базе комплементарных ДУ с повышенным ослаблением синфазного сигнала 4.8 Практические способы введения обратной связи по синфазному сигналу в классических каскодных дифференциальных усилителях 4.9 Двухкаскадные ДУ с обратной связью по синфазному сигналу 4.10 Особенности введения обратных связей по синфазному сигналу в ДУ с архитектурой µА741 4.11 Обратная связь в ДУ без транзисторных источников опорного тока 4.12 Способы построения дифференциальных усилителей с парафазным выходом Выводы .............................................................................................................. Библиографический список.............................................................................

6

ГЛАВА 1 ПАРАМЕТРИЧЕСКИЕ МЕТОДЫ ПОВЫШЕНИЯ СИНФАЗНОЙ ПОМЕХОУСТОЙЧИВОСТИ КЛАССИЧЕСКИХ ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ (ДУ) Одной из фундаментальных особенностей аналоговых микросхем с дифференциальным входом (приемников сигналов кабельных линий связи, компараторов напряжений, дифференциальных операционных усилителей, АЦП с дифференциальным входом, дифференциальных инструментальных усилителей, усилителей считывания сигналов различных электромагнитных датчиков, датчиков температуры и других физических полей) является подавление синфазной составляющей двух входных напряжений u c = 0,5(u c1 + u c 2 ) . Это свойство оценивается коэффициентом ослабления входных синфазных сигналов Кос.сф и его поведением в широком диапазоне частот. Кос.сф следует отнести к одному из важнейших параметров прецизионных аналоговых микросхем и IP-модулей с дифференциальным входом [1, 2, 3]. Так, качество ряда SoC-изделий зависит от совместимости на одном кристалле аналоговых и цифровых узлов, эффективностью подавления высокочастотных синфазных помех, в том числе по шинам питания и линиям связи [4]. В настоящем разделе рассматриваются параметрические методы повышения синфазной помехоустойчивости классических дифференциальных каскадов и решающих усилителей. 1.1. Параметры преобразования синфазного сигнала в мультикаскадных ДУ Способность дифференциального каскада (рис. 1.1) (ДК) усиливать с минимальной погрешностью разность входных напряжений uc1 и uc2 является одним из его важнейших свойств: u вых = K у (u c1 − u c 2 ) + u вых.о , (1.1) где Kуд=Ky – дифференциальный коэффициент усиления; uвых.о – выходное напряжение ошибки, зависящее от уровня синфазного сигнала uс: u вых.о = f (u c1 , u c 2 ) . При одинаковых приращениях напряжений на базах транзисторов VT1-VT2 (рис. 1.1) на выходе ДК не должно быть какого-либо сигнала. На практике последнее осуществить крайне трудно. Во-первых, транзисторы VT1-VT2 не являются идеальными усилительными элементами. Они имеют конечные сопротивления закрытых коллекторных переходов ( rк = 1 ÷ 5 МОм) и сравнительно глубокую внутреннюю обратную связь ( h12б ≈ µ ≈ 10 − 3 − 10 − 4 ).

7

Рис. 1.1. Ослабление синфазных сигналов в двухкаскадном ДУ Во-вторых, источник опорного тока (ИОТ), устанавливающий статический режим каскада, характеризуется конечным выходным сопротивлением R 0 = y 0−1 . Поэтому эмиттерные токи транзисторов VT1-VT2 при воздействии синфазной составляющей входных напряжений изменяются. В результате совместного действия указанных факторов, а также в связи с разбросом параметров транзисторов на выходе ДК появляется ошибка uвых.о, обусловленная синфазными изменениями напряжений u c1 = u c 2 = u c : u вых.о = K сф u c , (1.2) где Kсф – коэффициент передачи синфазных входных напряжений. Кроме этого, у ДК с симметричным выходом (рис. 1.1) происходит смещение среднего уровня напряжений на резисторах R1, R2, которое является входным синфазным сигналом для второго каскада ОУ: u вых.c = 0,5(u вых.1 + u вых.2 ) = K пр.с u c , (1.3) где Kпр.с – коэффициент преобразования синфазного входного синфазного напряжения uс в выходное синфазное напряжение uвых.с. Для объективной оценки свойств различных усилителей недостаточно знать ошибку uвых.о на их выходе. Поэтому вводят третий параметр ДК – коэффициент ослабления синфазных входных напряжений (Kос.сф). Он определяется как отношение синфазного входного напряжения к напряжению ошибки ( e вх.о ) от этого сигнала, приведенной по входу каскада Kу u сф.вх e вх.0 = u вых.о K у , K ос.сф = = . (1.4) е вх.о K сф 8

Если ОУ содержит два последовательно соединенных ДК, то его результирующий коэффициент ослабления синфазных входных напряжений определяется выражением: K пр.с −1 −1 −1 K ос = K + K ос.сф2' , (1.5) .сфΣ ос.сф Kу где Kос.сф, Kпр.с, Kу – параметры первого каскада; Kос.сф2 – параметр второго каскада. Синфазное изменение напряжений uc1 и uc2 приводит также к изменению входных токов ДК (i1, i2) (рис. 1.1). Степень влияния синфазного сигнала на приращения входных токов определяется входными проводимостями для синфазных входных напряжений: (+) Yсф = Yвх.сф1 = i1u c−11

(-) , Yсф = Yвх.сф2 = i 2 u c−21

. (1.6) u c1 = u c 2 u c1 = u c 2 Для рассматриваемого ДК (рис. 1.1) данные параметры зависят от характеристик элементов следующим образом:  h − h12б −1  (+)  , (1.7) Yсф = Yвх.сф1 ≈ h 22б −1 + (1 + h 21б −1 ) 0,5 у 0 + 12б − 2 + h h 11б −1 11б − 2    h − h12б − 2  (-)  , (1.8) Yсф = Yвх.сф2 ≈ h 22б − 2 + (1 + h 21б − 2 ) 0,5 у 0 + 12б −1 + h h 11б −1 11б − 2   где h ijб − k – h-параметры k-го транзистора при включении по схеме с общей базой; у0 – выходная проводимость источника опорного тока.

1.2. Погрешности решающих усилителей при неполном ослаблении синфазных сигналов Погрешности неинвертирующих решающих усилителей (РУ) существенно зависят от коэффициента ослабления входных синфазных сигналов входного дифференциального каскада ОУ. Так, в классическом РУ (рис. 1.2) реальное выходное напряжение uвых (при отсутствии разброса от номинала сопротивлений резисторов обратной связи) будет несколько отличаться от идеального u овых [5]:

 1  1 +) u вых ≈ u вых.0 1 − − − R ( + ) y (cф (1 − N c ) , (1.9)  Т К ос.сф  −) R ( − ) y (сф где N c = ( + ) ( + ) – коэффициент асимметрии РУ по входам; Т – петлевое R y сф усиление РУ по напряжению T = K y

R1 −) +) ; y (cф , y (cф – входные проR1 + R 2 9

водимости ОУ для синфазного сигнала по инвертирующему и неинвертирующему входам; R ( − ) = R1 R 2 , R ( + ) = R 3 R 4 .

Рис. 1.2. Неинвертирующее включение ОУ В частном случае при R 2 = 0 (100%-я обратная связь):   1 1 u вых ≈ u вых.0 1 − − − R ( + ) y (c+ф)  . (1.10) К K   y ос.сф Если сигнал подается непосредственно на неинвертирующий вход ( R 4 = 0 ), то  1  1 u вых ≈ u вых.0 1 − − (1.11) + R ( −) y (c−ф)  . T К ос.сф   Из (1.9) следует, что коэффициент ослабления синфазных сигналов Кос.сф таким же образом влияет на погрешность решающего усилителя (рис. 1.2), что и петлевое усиление Т. При этом, влияние асимметрии входных проводимостей по синфазному сигналу становится заметным, если 1 −) +) R ( −) y (cф − R ( + ) y (cф > , (1.12) Т 1 −) +) R ( −) y (cф − R ( + ) y (cф > . (1.13) К ос.сф Из уравнения (1.9) также следует, что повышение петлевого усиления Т с целью снижения погрешности РУ нецелесообразно, если К ос.сф < Т .

Частотная зависимость K ос.сф = ϕ(ω) вызывает «деформацию» амплитудно-частотной характеристики замкнутых решающих усилителей с K п ≥ 1 , на которую не всегда обращают внимание разработчики аналоговых устройств. Действительно вектор погрешности коэффициента передачи Кп замкнутого ОУ со 100%-й обратной связью и нулевым выходным сопротивлением может быть определен по формуле [5] 10

& п =1− δK

& вых U 1 1 ≈ + , * & & & K K U вых y ос.сф

(1.14)

& вых – комплекс выходного напряжения реального ( U & вых ) и идеальгде U & *вых ) решающих усилителей; K & y – комплексный коэффициент усиного ( U

& ос.сф – комплексный коэффициления по напряжению разомкнутого ОУ; K ент ослабления входных синфазных сигналов. &y и K & ос.сф аппроксимировать передаточными функциями Если K первого порядка &y= K

Ky 1 + jτ в ω

& ос.сф = ;K

& ос.сф K 1 + jτ c ω

,

(1.15)

 1 1  −1 & п ≈ K -y1 + K ос  = K y.сф + jωτ Σ , то δK + (1.16) .сф + jω ω ω  1 c1  Ky где ω1 = – частота единичного усиления дифференциального сигнала τв K ос.сф ОУ; ωc1 = – частота единичного ослабления синфазного сигнала; τс

−1 τΣ = τ1 + τс1 – эквивалентная постоянная времени ОУ; K у.сф = K −y1 + K ос .сф – статическая ошибка. Таким образом, частотная ошибка усиления сигнала РУ (рис. 1.2) зависит не только от частоты единичного усиления ОУ, которая для современных аналоговых микросхем измеряется сотнями мегагерц, но и от частоты единичного ослабления входного синфазного сигнала ωc1 , которая в большинстве случаев значительно меньше ω1 . Дополнительно следует остановиться на влиянии входных проводи(+) мостей y сф и y (-) сф на погрешности РУ, которые следует учитывать, если

(+) (-) −1 −1 произведения R ( + ) y сф , R (-) c y сф соизмеримы с K y и K ос.сф . Численные

значения

входных

+) +) R (сф = y (сф

−1

[ ]

сопротивлений

[ ]

−) , R (сф = y (-) сф

−1

ОУ

для

синфазного

сигнала

, когда этим влиянием можно пренебречь, оп-

ределяются из (1.7), (1.8) формулами: +) R (сф > R (+) K y ,

−) R (сф > R (-) K y .

(1.17)

Из (1.9) следует, что входные сопротивления для синфазных сигналов оказывают существенное влияние на погрешности РУ. Прежде всего, это проявляется при высокоомных резисторах обратной связи, а также в прецизионных ОУ с повышенным коэффициентом усиления Ку. 11

Таким образом, приведенный выше пример оценки предельных параметров одного из наиболее распространенных функциональных узлов аналоговых интерфейсов – неинвертирующего решающего усилителя – показывает, что параметры ОУ, определяющие его поведение на синфазном сигнале, оказывают в ряде случаев доминирующее влияние на статические и динамические погрешности. В этой связи большой практический интерес представляет развитие +) структурных и схемотехнических методов улучшения Кос.сф, y (сф , y (-) сф прецизионных операционных усилителей, дополняющих известные схемотехнические приемы.

1.3. Физические ограничения на предельный коэффициент ослабления входных синфазных сигналов в классических дифференциальных усилителях Подавление синфазных сигналов дифференциальными каскадами существенно влияет на точность многих аналоговых устройств [1]. В настоящей работе систематизируются причины, влияющие на предельные значения коэффициента ослабления входных синфазных напряжений Кос.сф классическими ДУ.

1.3.1. Дифференциальные усилители с активными нагрузками «Токовые» зеркала в классических ДУ (рис. 1.3) оказывают (наряду с проводимостью y0 цепи стабилизации статического режима) доминирующее влияние на Кос.сф.

Рис. 1.3. Классический ДУ с активной нагрузкой

12

Синфазное изменение входных напряжений ДК (рис. 1.3) u c1 = u c 2 = u c , достигающее иногда единиц вольт, приводит к изменению потенциала u 0 на источнике опорного тока I 0 и потенциальных координат транзисторов VT1-VT2: u 0 ≈ u c , u кб.1 ≈ u кб.2 ≈ u c , (1.18) где u кб.i – приращение напряжения коллектор-база VTi. Это создает небольшие изменения относительно статического режима токов коллектора и напряжений эмиттер-база транзисторов VT1 и VT2, зависящие от их паразитных параметров: e эб.1 ≈ µ1u кб.1 ≈ µ1u c , (1.19) e эб.2 ≈ µ 2 u кб.2 ≈ µ 2 u c , (1.20) i0 ≈ u 0 y0 ≈ y0u c , (1.21) u u i r1 ≈ c , i r 2 ≈ c , (1.22) rк1 rк 2 где µ1 = h12 −1 , µ 2 = h12 − 2 , rк−11 = h 22 −1 , rк−21 = h 22 − 2 , rэ1 = h11−1 , rэ 2 = h11− 2 – параметры эквивалентной схемы замещения транзисторов в схеме с общей базой. U кб1 ≠ U кб 2 y0 = 0

µ1 ≠ µ 2

K i12.1 = 1

rк1 ≠ rк 2

U кб1 = U кб 2

y 0 ≠ 0  K i12.1 ≠ 0

rэ1 ≠ rэ 2

µ1u кб.1

iµ

µ1u кб.2

Рис. 1.4. Основные причины неполного подавления uc В результате в выходной цепи ДК формируется паразитный сигнал iн, который зависит от численных значений rкi , µ i , y 0 , u c и идентичности параметров транзисторов VT1-VT2. С повышением частоты входных напряжений uc1, uc2 ослабление синфазных сигналов в ДК ухудшается из-за влияния на Кос.сф выходной емкости источника опорного тока (С0), емкостей на подложку (Сп1, Сп2) и ем13

костей коллектор-база (Ск1, Ск2) транзисторов VT1, VT2, а также частотной зависимости их внутренней обратной связи. Рассмотрим поочередно три основные составляющие выходного тока ДУ (рис. 1.4) при uc=uc1=uc2. Первая составляющая iн1. Причина ее появления – наличие проводимости у0. Так как входное синфазное напряжение uc практически с единичным коэффициентом ( K c ≈ 1) выделяется на токостабилизирующем двухполюснике I0, то это создает ток i0 в его выходной проводимости у0, эмиттерные (iэ1, iэ2), а затем коллекторные (iк1, iк2) токи, зависящие от коэффициентов деления K1-2.i, K2-1.i в общей эмиттерной цепи ДУ i э1 = u c y 0 K1− 2.i , i э 2 = u c y 0 K 2 −1.i , (1.23)  i к1 = α1y 0 K1− 2.i , i к 2 = α 2 y 0 K 2 −1.i i rэ 2 i rэ1 где K1− 2.i = э1 = ≈ 0,5 ; K 2 −1.i = э 2 = ≈ 0,5 ; α1 , α 2 ≈ 1 – i 0 rэ2 + rэ1 i 0 rэ2 + rэ1 коэффициенты усиления по току эмиттера транзисторов VT1, VT2; rэ1, rэ2 – сопротивления эмиттерных переходов VT1, VT2. Поэтому i н.1 = i к1 − i пт1 = α 2 K 2 −1.i y 0 u c [1 − N1− 2.1K i12.1 ], (1.24) αK где N1− 2.1 = 1 1− 2.i ≈ 1 – коэффициент неидентичности VT1-VT2 по цеα 2 K 2 −1.i пи эмиттера. Для дифференциального сигнала uвх=uс1-uс2 ток в нагрузке Rн  u u α  α i*н ≈ вх 2 1 + 1 K i12.1  ≈ вх (1 + K i12.1 ) . (1.25) rэ1 + r'2  α 2  2rэ Поэтому первая составляющая Кос.сф ДУ рис. 1.4, обусловленная конечной величиной y0: 1 − N1− 2.1K i12.1 −1 K ос ≈ 2 r y ≈ rэ y 0 (1 − N1− 2 K i12.1 ) . (1.26) .сф.1 э 0 1 + K i12.1 Если ИОТ выполнен на основе простейшего токового зеркала [24], то его выходная проводимость при статическом токе эмиттера I э = I 0 I y0 = э , Uэ где Uэ – напряжение Эрли. С учетом режимной зависимости rэ = ϕ т / I э уравнение (1.26) можно представить следующим образом ϕт −1 K ос (1.27) .сф.1 ≈ U (1 − N1− 2 K i12.1 ) . э Для современных интегральных транзисторов U э = 15 ÷ 60 В. 14

−1 Из (1.18) следует, что основными условиями минимизации K ос .сф.1 являются независимые друг от друга ограничения: {y 0 = 0 (1.28) {K i12.1N1− 2 = 1 (1.29) Условие (1.28) требует, чтобы источник опорного тока I0 имел бесконечно большое выходное сопротивление. В этом случае отличие от еди−1 ницы Ki12.1 не создает проблем с получением K ос .сф.1 ≈ 0 . Второе ограничение (1.29) позволяет в принципе получить −1 K ос .сф.1 = 0 при неидеальном источнике опорного тока I0. Однако в этом случае потребуется решить две другие непростые задачи – обеспечить схемотехническим путем такое построение повторителя тока (с токового зеркала) ПТ1, при котором K i12.1 = 1 , и создать условия для транзисторов VT1-VT2, при которых α1 = α 2 и K1− 2.i = K 2 −1.i . К сожалению, в схеме рис. 1.3 имеется режимная зависимость этих параметров от статического напряжения коллектор-база транзисторов VT1-VT2. Поэтому потребуются специальные схемотехнические решения, обеспечивающие симметрирование Uкб1=Uкб2. Таким образом, только при выполнении условий (1.29) можно рассчитывать на высокое ослабление синфазных сигналов при использовании в качестве двухполюсника ИОТ (I0) сравнительно низкоомных резисторов. Вторая составляющая iн2. Причина ее появления – сопротивления закрытых коллекторных переходов VT1, VT2 (rк1, rк2), которые обусловливают приращения токов u u i r1 = c , i r 2 = c , rк1 rк 2 i н.2 = i r 2 − i r1K i12.1= u c y к 2 [1 − N1− 2.r K i12.1 ], (1.30) r где N1− 2.r = к 2 – коэффициент неидеальности транзисторов VT1-VT2 по rк1 коллекторной цепи rк. С учетом (1.30) вторая составляющая Кос.сф.2: 1 − N1− 2.r K i12.1 −1 K ос ≈ rэ y к (1 − N1− 2.r K i12.1 ) , (1.31) .сф.2 ≈ 2rэ y к 1 + K i12.1 где y к = у к1 ≈ y к 2 . −1 Таким образом, для получения K ос .сф.2 = 0 необходимо обеспечить

N1− 2.r K i12.1 = 1 . (1.32) То есть токовое зеркало ПТ1 следует выполнять таким образом, чтобы K i12.1 = 1 , а статический режим VT1-VT2 по напряжению коллектор-база должен быть одинаков ( N1− 2.r = 1 ). 15

Сравнение (1.26) и (1.31) показывает, что доминирующим фактором −1 в общем Кос.сф является, как правило, составляющая K ос .сф.1 . Действительно, численные значения y к1 ≈ y к 2 = y к ≤ y 0 . На практике при типовом построении источников опорного тока I0 проводимость у0 лежит в пределах I yк ≤ y0 ≤ э , Uэ где Iэ, Uэ – статический ток эмиттера и напряжение Эрли транзистора ИОТ. С учетом численных значений Iэ и Uэ [6] при миллиамперных токах интегральных n-p-n транзисторов можно найти 30 ÷ 60 кОм ≤ R 0 ≤ 1 ÷ 2 MOм , где R 0 = y 0−1 – выходное сопротивление ИОТ. Третья составляющая iн.3. Причина ее появления – внутренняя обратная связь ( µ1,µ 2 ) в транзисторах VT1-VT2: i н.3 = i µ (α 2 + α1K i12.1 ) , (1.33) u µ1 − µ 2 u c ≈ c (µ1 − µ 2 ) . rэ1 + rэ 2 2rэ Поэтому третья составляющая Кос.сф α 2 + α1K i12.1 −1 K ос ≈ µ1 − µ 2 = µ(1 − N1− 2.µ ) , (1.34) .сф.3 ≈ (µ1 − µ 2 ) 1 + K i12.1 µ где µ = µ1 ≈ µ 2 , N1− 2.µ = 2 – коэффициент неидентичности транзисторов µ1 VT1-VT2 по глубине внутренней обратной связи. Численные значения µ транзисторов лежат в пределах 10-3-10-4. Од-

где i µ =

−1 нако практически составляющая K ос .сф.3 зависит (при совершенно идентичных транзисторах VT1-VT2) от разности их статических напряжений коллектор-база. Приблизительно можно считать, что для SiGe транзисторов (IHP, Германия) и интегральных транзисторов ФГУП НПП «Пульсар» разница Uкб1-Uкб2 в один вольт создает разницу µ1 − µ 2 , достигающую (0,25 − 0,5)µ [7]. Практический интерес представляют исследования зависимости разности коэффициентов внутренней обратной связи (h12-параметров) двух совершенно идентичных транзисторов различных микроэлектронных фирм от статического режима (напряжений коллектор-база, тока эмиттера). На рис. 1.5 показана схема эксперимента для транзисторов «кремний на германии» немецкой фирмы IHP в среде компьютерного моделирования Cadence, а на рис. 1.6 – зависимость разности ∆h12 = h12.1 − h12.2 = f(∆U кб ) пары этих идентичных транзисторов от разности их статических напряжений коллектор-база.

16

Рис. 1.5. Схема эксперимента на транзисторах SiGe [7]

Рис. 1.6. Зависимость ∆h12 = h12.1 − h12.2 = f(∆U кб ) пары транзисторов IHP от разности их статических напряжений коллектор-база ( ∆U кб ) Из графиков (рис. 1.6), в частности, следует, что при отличии статического напряжения коллектор-база двух совершенно одинаковых SiGe транб зисторов IHP на величину ∆U кб ≈ 0,6 В их разность ∆h 12 достигает зна-

б чения ∆h 12 ≈ 10 −3 . Аналогичные выводы были сделаны и при исследовании интегральных транзисторов ФГУП НПП «Пульсар» в среде компьютерного моделирования PSpice (рис. 1.7, 1.8).

17

Vcc

V1 1Vac 0Vdc V2 15

T3

V5 {Vdc}

V4 {Vdc}

VT2 TN15S

VT1 TN15S

0

V3 15

T2

0

T1

P A RA M E T ERS : I1 10m

I2 10m

Vdc = 4

Vee

Рис. 1.7. Схема эксперимента для исследования режимной зависимости h12 интегральных транзисторов ФГУП НПП «Пульсар» Абсолютные значения h12 незначительно зависят от статического тока эмиттера транзисторов (рис. 1.8а) [7].

∆U кб , В

а) Рис. 1.8. Зависимость h12 (а) и разности ∆h12 = h12.1 − h12.2 = f(∆U кб ) пары транзисторов ФГУП НПП «Пульсар» от разности их статических напряжений коллектор-база ( ∆U кб ) (б) (начало, окончание на с. ) 18

10

3

h12

3

2

1

0 0

0.5 1.0 v(in+,in-)/v(out)

1.5

2.0

2.5

3.0

3.5

4.0

4.5

5.0

U кб

V_V1

б) Рис. 1.8. Окончание (начало на с.) С другой стороны, разность ∆h 12 пары совершенно идентичных транб б зисторов при ∆U кб ≈ 2,5 В равна ∆h 12 = h 12.1 − h 12.2 ≈ 10 −3 . Таким образом, основным направлением минимизации составляю−1 щей K ос .сф.3 является: – применение в качестве VT1-VT2 транзисторов (или составных транзисторов) с малыми значениями µ ; – симметрирование статических режимов VT1-VT2 по Uкб; – введение следящего питания по синфазному сигналу, при котором обеспечивается независимость Uкб от uc. −1 Основными направлениями минимизации составляющей K ос .сф.2 являются: – применение в качестве VT1-VT2 транзисторов с малыми абсолютными значениями y к = rк−1 ; – построение «токового» зеркала VT1 с K i12.1 = 1 ; – симметрирование статического режима VT1-VT2 по напряжениям коллектор-база; – введение следящего питания по синфазному сигналу, при котором обеспечивается независимость U кб1 = U кб 2 от uc. Сравнивая (1.26), (1.27), (1.31) и (1.34), можно найти общий Кос.сф ДУ (рис. 1.4) −1 −1 −1 −1 K ос (1.35) .сф = K ос.сф.1 + K ос.сф.2 + K ос.сф.3 . Выполненный анализ позволяет разделить основные факторы, определяющие Кос.сф, на схемотехнические и технологические.

19

Схемотехнические факторы – это зона ответственности разработчиков архитектуры входных дифференциальных каскадов (рациональное построение ИОТ, подсхемы ПТ1, составных трехполюсников VT1-VT2, симметрирование статических режимов VT1-VT2 по Uкб и их температурная стабильность). Технологические факторы зависят от уровня развития технологии производства (погрешности изготовления транзисторов VT1, VT2) и подчиняются законам статистики. По мере совершенствования техпроцессов доминирующим фактором Кос.сф часто становятся схемотехнические недоработки, т.е. регулярные составляющие ошибки преобразования синфазного сигнала ДУ, связанные с его нерациональным (с рассматриваемой точки зрения) построением.

1.3.2. Дифференциальные усилители на «перегнутом» каскоде Приращения токов в ДУ этого класса, вызванные изменением синфазного сигнала, uc1=uc2=uc показаны на рис. 1.9.

Рис. 1.9. Токи и напряжения в «перегнутом» каскоде при u c1 = u c 2 = u c и µ1 = µ 2 = 0 Рассмотрим вначале влияние у0 на Кос.сф при условии, что rк1 = rк 2 = ∞ и µ1 = µ 2 = 0 . Если на входы ДУ подается синфазный сигнал u c = u c1 = u c2 , то токи в схеме изменяются i н = i вых = i пт.1 − i к 4 , i к 4 = α 4i к 2 ≈ 0,5 y 0α 4α 2 u c , i пт1 = i к3K i12.1 = α 3K i12.1i к1 = 0,5α1α 3K i12.1y 0 u c .

20

Следовательно, ток и напряжение ошибки на нагрузке Rн: u i н = c (α 2 α 4 − α1α 3 K i12.1 ) , 2R 0 R u u н = н c (α 2 α 4 − α1α 3K i12.1 ) . 2R 0 Поэтому коэффициент передачи ДУ (рис. 1.9) для синфазного сигнала u R К сф = н = н (α 2α 4 − α1α 3K i12.1 ) . (1.36) u c 2R 0 Если на вход ДУ (рис. 1.9) подать дифференциальный сигнал u вх = u c1 − u c 2 , то эмиттерные токи транзисторов VT1 и VT2 изменятся на величину u вх u вх u i э1 ≈ i э 2 ≈ = = вх I 0 , ϕт ϕ rэ1 + rэ 2 4ϕ т + т I0 / 2 I0 / 2 где ϕ т ≈ 25 мВ – температурный потенциал. Поэтому коэффициент передачи ДУ для дифференциального сигнала R I K у = u н / u вх = н 0 (α 4 + α 3K i12.1 ) . (1.37) 4ϕ т Таким образом, из (1.36) и (1.37) следует, что при небольших R0 ( R 0 = 5 ÷ 50 кОм ) коэффициент ослабления синфазных сигналов Кос.сф перегнутого каскода (рис. 1.9): Kу R н I 0 (α 4 + α 3K i12 )2R 0 I R (α + α 3K i12.1 ) K ос.сф = = = 0 0 4 . (1.38) K ус 4ϕ т R н (α 2 α 4 − α1α 3K i12 ) 2ϕ т (α 2 α 4 − α1α 3K i12.1 ) На рис. 1.10 показана зависимость K ос.сф от коэффициента передачи по току активной нагрузки ПТ1. −1 K ос .сф

2ϕ т I 0 R0

−1 K ос .сф

−1 K ос .сф

−1 K ос .сф

K i12.1 −1 K ос .сф

−

2ϕ т I 0 R0

Рис. 1.10. Зависимость Кос.сф от параметра активной нагрузки Ki12.1

21

Если источник опорного тока выполнен по простейшей схеме токового зеркала, то из уравнения (1.38) при K i12.1 ≈ 1 можно найти, что ϕт −1 K ос = (1.39) .сф U (1 −N1- 4 ) , э где U э = 15 − 60 В – напряжение Эрли транзисторов токового зеркала; αα N1- 4 = 1 3 K i12.1 – коэффициент асимметрии первого ( α1 ,α 3 , K i12.1 ) и α 2α 4 второго ( α 2 ,α 4 ) канала передачи синфазного сигнала. Выполненный анализ позволяет сделать следующие выводы: 1. При небольших R0 существует оптимальное значение коэффициента усиления по току активной нагрузки ПТ1 ( K *i12.1 ), при котором Кос.сф принимает нулевое значение: α α K *i12.1 ≈ 2 4 . (1.40) α1α 3 При идентичных α 2 = α1 , α 4 = α 3 транзисторов VT2 и VT1, VT3 и

VT4 этот коэффициент равен K *i12.1 = 1 . 2. В усилителях с несимметричным выходом, когда K i12.1 = 0 , коэффициент Кос.сф существенно ухудшается. 3. Если коэффициент усиления по току активной нагрузки ПТ1 выбирается так, что K i12.1 >> 1, то Кос.сф таких ДУ также ухудшается. Таким образом, в «перегнутых» каскодах с активными нагрузками (повторителями тока) следует применять достаточно жесткие меры по обеспечению равенства K i12.1 = 1 . Действительно, из (1.37) можно получить, что −1 −1 K ос (1.41) .сф ≈ K ос.1 (1 − K α K i12.1 ) , 2ϕ т α 2 α 4 αα −1 где K ос ; Kα = 1 3 ≈ 1. .1 = I 0 R 0 (α 4 + α 3K i12.1 ) α 2α 4 То есть в схемах ДУ, имеющих невысокие значения сопротивления R0 в общей эмиттерной цепи, основным схемотехническим приемом повышения Кос.сф является применение высококачественных активных нагрузок, для которых K i12.1 → 1 , либо использование полностью симметричных схем.

1.3.3. Комплементарные дифференциальные каскады Архитектура ОУ нового поколения достаточно часто включает так называемые двухтактные «перегнутые» каскоды [8] с двумя типами входных каскадов (рис. 1.11, 1.12а), обеспечивающими наиболее высокие значения частоты единичного усиления (рис. 1.11). В этой связи представляет интерес исследование свойств ОУ с такой структурой на синфазном сигнале. 22

i к 2 = i1 2 i1 2

i1 2

i1 = i к5 2

R1*

i1* = iк6 2

i1*

i1* 2

i1* = iк4 2

Рис. 1.11. Дифференциальный усилитель с входным каскадом «dual-input-stage» Она содержит входные параллельно-балансные каскады на транзисторах VT1, VT2 и VT3, VT4 с источниками тока (ИТ) I1 и I1* в их общих эмиттерных цепях. Их выходные сопротивления R1 = R1* = 30 ÷ 60 кОм. Сумматор выходных токов ДУ (рис. 1.11) реализован на транзисторах VT5, VT6, образующих двухтактный «перегнутый» каскод. Основные факторы, влияющие на Кос.сф ОУ, можно разделить (в соответствии с § 1.3.1) на два больших класса. Во-первых, это случайный разброс параметров элементов, который уменьшается по мере совершенствования технологии изготовления микросхем. Во-вторых, это внутренние сопротивления имеющихся в схемах входного дифференциального усилителя (ДУ) источников опорного тока Ri, которые не позволяют получить нулевую передачу входного синфазного сигнала на выход даже при строго идентичных элементах схемы и ее полной симметрии. Численные значения Ri простейших источников тока на современных транзисторах определяются напряжением Эрли. При рабочих токах порядка 1 мА для отечественных интегральных технологий Ri, как правило, лежит в пределах 30–60 кОм и оказывает существенное влияние на Кос.сф. Рассмотрим работу двухтактного «перегнутого» каскода с двумя типами входных каскадов – «dual input stage» (рис. 1.11) и каскадом с нелинейной коррекцией (рис. 1.12а) – при условии, что все параметры применяемых транзисторов идентичны.

23

Если на вход ДУ подать синфазный сигнал uc=uc1=uc2, то эмиттерные токи транзисторов VT1 и VT2, а также VT3, VT4 изменятся на величину u i1 u c i1* i э1 ≈ i э 2 ≈ ≈ ; i э3 ≈ i э 4 ≈ ≈ c* . 2 2R1 2 2R 1 Эти токи поступают на входы А, В сумматора токов VT5-VT6 и создают в нагрузке Rн приращение выходного тока, обусловленное наличием на входах ДУ синфазного сигнала uc i1 i1* u c  1 1  iн ≈ + ≈  + * . 2 2 2  R1 R1  Как следствие, выходное напряжение ошибки ДУ от синфазного сигнала uc  1 1  u cф = i н ⋅ R н ≈ 0,5R н  + * u c .  R1 R   1 Поэтому коэффициент передачи ДУ для синфазного сигнала  1 1  R К cф = u сф u c ≈ 0,5R н  + *= н . (1.42)  R1 R  R 1  1 * При R н ≈ R1 = R1 в ДУ (рис. 1.11) коэффициент передачи синфазного сигнала Ксф достаточно велик, что плохо. Это объясняется тем, что токи iк5 и iк6, обусловленные синфазным входным напряжением, в сумматоре VT5-VT6 не вычитаются, а складываются. Ситуация не изменяется и в том случае, если в качестве сумматора токов будут использоваться токовые зеркала [8]. В таком варианте ДУ изменятся только направления токов в нагрузке, но не их сумма [9]. Таким образом, дифференциальный усилитель (рис. 1.11) будет всегда иметь плохой коэффициент передачи по синфазному сигналу, что связано с его архитектурой, и, как следствие, невысокий Кос.сф. Действительно, коэффициент передачи ДУ (рис. 1.11) по дифференциальному сигналу u вых R Ky ≈ ≈ н >> 1 , (1.43) u c1 − u c 2 rэ где rэ – дифференциальное сопротивление эмиттерного перехода транзисторов VT1-VT4. Из (1.42)–(1.43) можно найти, что коэффициент ослабления входных синфазных сигналов ДУ (рис. 1.11) K y R1 K ос.сф ≈ ≈ ≈ 103 . K cф rэ

24

Для изучения свойств ДУ (рис. 1.12а) необходимо предварительно рассмотреть свойства входного каскада с расширенным диапазоном активной работы, упрощенная схема которого приведена на рис. 1.12б, а также на рис. 1.13 в среде компьютерного моделирования PSpice. i к1 = i1 + i1*

i1 + i1* ≈ i к 2

u *c

i к5 = i1 + i1*

u *c

i к3 ≈ i1 u*c*

u*c*

i к3 ≈ i1

R1*

а) i э 4 = i1*

i э3 = i1 u *c

u *c i1* u *c* I1*

i1*

R1*

u *c*

i э3 = i1

i э1 = i к1 = i э4 + i1 = i1* + i1

i э4 = i1*

i э 2 = i э3 + i1* = i1 + i1*

i к3 ≈ i э3 ≈ i1 u i1 ≈ c R1

u c ≈ u *c ≈ u *c*

u i1* ≈ c R1*

б) Рис. 1.12. ДУ с нелинейной коррекцией (а) и его эквивалентная схема (б): Э VT1 , Э VT 2 – эмиттеры транзисторов VT1, VT2;

u *c ≈ u c – напряжение синфазного сигнала на эмиттерах транзисторов VT1, VT2; u *c* ≈ u c – напряжение синфазного сигнала на источниках тока I1, I1* 25

Основные параметры схемы (рис. 1.12б), которые необходимы для расчета Кос.сф ДУ (рис. 1.12а) – это коэффициенты передачи в коллекторную цепь приращений токов через выходные сопротивления R 1 = R 1* ИТ I1 , I1* . Точный анализ схемы (рис. 1.12б) показывает, что i i (1.44) K i1 = к1 ≈ 1 , K i3 = к3 ≈ 0,5 , * * i1 + i1 i 1 + i1 где i1 , i1* – приращения токов через R1 и R 1* , вызванные изменением uс; i к1 ≈ i э1 , i к3 ≈ i э3 – приращения токов коллектора VT1 и VT3, вызванные изменениями токов i1 и i1* . Формулы (1.44) подтверждаются результатами компьютерного моделирования ДК (рис. 1.13), которые снимались с помощью программы

PSpice при двух значениях токов I1 = I1* = 1 мА и I1 = I1* = 2 мА, т.е. при наличии приращения ∆I1 = i1 = ∆I1* = i1* = 1 мА.

а)

б)

Рис. 1.13. Результаты компьютерного моделирования статики входного каскада Полученные выше формулы для коэффициентов передачи Ki1 и Ki3 [9] позволяют определить приращение выходных токов ДУ, которые поступают на входы А, В двухтактного «перегнутого» каскода VT5, VT6:  1 1  *  i к1 = i1 + i1 = u c . (1.45) +  R1 R *   1

26

 1 1  i к3 = 0,5 + u . (1.46)  R1 R *  c  1 Эти приращения передаются в нагрузку Rн с единичными коэффициентами передачи и создают в нагрузке Rн напряжение ошибки uсф, обусловленное входным синфазным сигналом uc, которое не компенсируется:  i + i*  u c R н  1 1   + u сф = i н R н = R н  1 1  = . (1.47)  2   R1 R *  2    1 Поэтому даже при R 1 = R 1*

Rн . (1.48) R1 Таким образом, в схеме (рис. 1.12а), так же, как и в ДУ (рис. 1.11), невозможно полное подавление синфазных токов, обусловленных внутК сф ≈

ренними сопротивлениями источников тока R 1 = R 1* . Коэффициенты передачи синфазного сигнала у них оказываются одинаковыми (см. формулы (1.42) и (1.48)). С другой стороны, коэффициент передачи ДУ (рис. 1.11) по дифференциальному сигналу оказывается практически таким же, как и Ку каскада (рис. 1.11): u вых 2R н Ky = ≈ , u c1 − u c2 (rэ1 + rэ 4 ) где rэ1, rэ4 – дифференциальные сопротивления эмиттерных переходов транзисторов VT1, VT4. Следует также заметить, что Ку в рассматриваемых схемах не является определяющим фактором для Кос.сф, который зависит прежде всего от знаменателя формулы для Кос.сф: Ky K ос.сф = . K сф Чем меньше Ксф, тем лучше Кос.сф, и это основное направление улучшения данного параметра схемотехническими методами, т.к. Ky существенно увеличить достаточно трудно. Приведенный анализ позволяет сделать следующие выводы: Широко распространенная архитектура ОУ на основе входных каскадов типа dual input stage не обеспечивает эффективное подавление составляющих выходных токов, обусловленных внутренним сопротивлением источников опорного тока при наличии синфазного сигнала. Причем это свойство ОУ с таким входным каскадом не улучшается и при реализации промежуточного каскада на основе двухтактных токовых зеркал.

27

Входной каскад с нелинейной коррекцией (рис. 1.12а), ставший основой построения ряда современных быстродействующих ОУ, также не обеспечивает высоких значений Кос.сф (при типовых вариантах построения выходной подсхемы). Однако данный входной каскад создает в нагрузке Rн две разнонаправленные составляющие токов ошибки iк5 и iк3, обусловленных выделением синфазного сигнала на небольших внутренних сопротивлениях источников опорного тока. Это позволяет схемотехническим путем (за счет варьирования коэффициентов передачи по току выходной подсхемы по разным входам) обеспечить полную компенсацию передачи uс на выход ОУ и тем самым увеличить Кос.сф (рис. 1.14). i к1 = i1 + i1*

+ ПТ1

0,5(i1 + i1* )

А

0,5(i1 + i1* )

i к1 = i1 + i1*

iн ≈ 0

i1

iн ≈ 0

Rн

i к3 = i1

B i к3 = i1

ПТ2 -

а)

б)

Рис. 1.14. Варианты построения выходного сумматора токов ДУ (рис. 1.12а) Однако данный схемотехнический прием создает некоторую асимметрию в передаче больших и малых сигналов, а также может ухудшить напряжение смещения нуля ОУ и параметры переходного процесса.

1.4. Обобщенная функциональная схема дифференциальных каскадов При построении аналоговых микросхем с дифференциальным входом, например ОУ и компараторов, применяется большое число разновидностей ДУ. Для выбора наиболее рациональных схемотехнических решений из множества весьма близких модификаций ДУ необходимо располагать подробной сравнительной характеристикой их свойств на синфазном сигнале. Наиболее распространенные ДК могут быть представлены в виде обобщенной функциональной схемы, показанной на рис. 1.15 [10]. Эта схема содержит типовой параллельно-балансный каскад, выполненный на 28

базе трехполюсников 1 и 2. Нагрузкой ДК является подсхема 7. Обычно она включает два резистора (рис. 1.1) или повторитель тока (активную нагрузку) (рис. 1.3). В качестве подсхемы 3, как правило, используется второй параллельно-балансный каскад ДК, формирующий сигнал обратной связи u3. Выходное напряжение этой подсхемы пропорционально синфазному изменению напряжений u вых.1 и u вых.2 : u 3 = c u 3 (u вых.1 + b u u вых.2 ) , где c u 3 , b u ≈ 1 – коэффициенты пропорциональности.

Рис. 1.15. Обобщенная функциональная схема входного каскада аналоговой микросхемы [10] Дифференциальный каскад ДК3 (подсхема 8) усиливает разность выходных напряжений u н = K y8 (u вых.1 − u вых.2 ) . Функциональная схема содержит такие цепи отрицательной обратной связи по синфазному сигналу. Однонаправленные каналы передачи напряжения u 3 включают в себя многополюсники 3, 5, 4, 7, когда сигнал обратной связи поступает в коллекторные цепи транзисторов подсхем 1-2, либо многополюсники 3, 5, 6, когда этот сигнал воздействует на источник опорного тока 6. В схемах ДК со следящей связью напряжение u 2 − 6 ≈ 0,5(u c1 + u c 2 ) подается через многополюсники 5, 4 или 5, 6 в коллекторную или эмиттерную цепи транзисторов подсхем 1 и 2 (рис. 1.15). Модификацией данного подкласса ДК являются параллельно-балансные усилители, у которых подсхема 5 осуществляет сравнение входного и выходного синфазных напряжений, а сигнал рассогласования между напряжениями u 2 − 6 и u 3 воздействует на подсхемы питания коллекторных или эмиттерных цепей транзисторов VT1 и VT2 (рис. 1.15). 29

Дальнейший анализ частных вариантов построения ДУ будем выполнять с учетом принятых на рис. 1.15 обозначений. Характеристики ДК, соответствующие функциональной схеме рис. 1.15, могут быть определены путем решения системы линейных уравнений Кирхгофа, описывающих работу на малом сигнале:

  K ос.сф ,   u вых.1 = u вых.2   u вых.1 − u вых.2  K уд = − ,  u вх uc = 0    u вых.1 + u вых.2 (1.49)  K пр.сф = ,  2u с u вх = 0   u вх = u c1 − u c 2 , u c = 0,5(u c1 + u c 2 ),  u вых.1 = b u1u c + b u 2 u вх + b u 3 u1−4 + b u 4 u1−6 ,   u вых.2 = b 'u1u c + b 'u 2 u вх + b 'u 3 u1−4 + b 'u 4 u1−6 ,   u 3 = c u 3 (u вых.1 + b u u вых.2 ), с u = u 2−6 u с−1 ≈ 1,   u1−4 = u1−6 = c u 5−1u 3 + c u c u 5−2 u c , где b ui , b 'ui , c u , c u 3 , c u 5 − i – коэффициенты передачи соответствующих подсхем ДК. Решение системы уравнений (1.49) относительно коэффициента Кос.сф приводит к следующему обобщенному выражению: −1 *  + n b1 b u 3 − b 'u 3 + b u 4 − b 'u 4 K ос . сф −1  K ос.сф = ,  ' ' 1 + n b2 b u3 − bu3 + b u 4 − bu 4  '  c u c u 5 − 2 + c u 5 −1c u 3 b u1 + b u b u1 1 ⋅ n b1 = , b 'u 2 − b u 2 1 − c u 5 −1c u 3 b u 3 + b u 4 + b u b 'u 3 + b 'u 4  (1.50)  '  c u 5 −1c u 3 b u 2 + b u b u 2 1 ⋅ n b2 = , b 'u 2 − b u 2 1 − c u 5 −1c u 3 b u 3 + b u 4 + b u b 'u 3 + b 'u 4   b 'u 2 − b u 2 *  K ос.сф = ,  b u1 − b 'u1  u = c u вх

(

)

(

(

[

[

30

(

(

)

)

(

(

)

)

)]

)]

где K *ос.сф – коэффициент ослабления синфазных входных напряжений ДК, в котором исключено влияние следящих и обратных связей. Второй параметр ДК – коэффициент преобразования синфазного входного напряжения (1.3) – определяется следующим выражением: K пр.сф = K *пр.сф + K 'пр.сф + K "пр.сф ,

(1.51)

K *пр.сф = 0,5(b u1 + b 'u1 ) ,

(1.52)

где

K 'пр.сф =

0,5c u 5 − 2 c u (b u 3 + b 'u 3 + b u 4 + b 'u 4 )

[

(

)]

,

(1.53)

1 − c u 5 −1c u 3 b u 3 + b u 4 + b u b 'u 3 + b 'u 4 0,5c u 5 −1c u 3 (b u1 + b u b 'u1 )(b u 3 + b 'u 3 + b u 4 + b 'u 4 ) '' . (1.54) K пр.сф = ' ' 1 − c u 5 −1c u 3 b u 3 + b u 4 + b u b u 3 + b u 4 В формуле (1.51) K *пр.сф – коэффициент преобразования синфазного

[

)]

(

входного напряжения ДК при исключенных обратных связях. Решение системы уравнений (1.49) относительно дифференциального коэффициента усиления по напряжению ДК можно представить в следующем виде: K уд = K *уд + K 'уд ,

(1.55)

K *уд = b 'u 2 − b u 2 ,

(1.56)

где c u 5 −1c u 3 (b u 2 + b u b 'u 2 )(b u 3 − b 'u 3 + b u 4 − b 'u 4 ) ' K уд = . (1.57) ' ' 1 − c u 5 −1c u 3 b u 3 + b u 4 + b u b u 3 + b u 4 В выражении (1.55) K *уд – коэффициент усиления ДК при отсутст-

[

(

)]

вии обратных и следящих связей. Выражения (1.50), (1.51), (1.55) позволяют провести сравнительный анализ предельных характеристик ДК наиболее распространенных подклассов. Формулы для расчета коэффициентов b ui , b 'ui каскада при условии, что подсхемы 1, 2, 7 описываются h-параметрами, имеют следующий вид: b u1 = b u 01 / ∆ ,

b 'u1 = b 'u 01 / ∆ ,

b u 2 = b u 02 / ∆ ,

b 'u 2 = b 'u 02 / ∆ ,

b u 3 = d b3g 21− 4 / ∆ ,

b 'u 3 = d 'b3g 21− 4 / ∆ ,

b u 4 = d b 4 y 21− 6 / ∆ ,

b 'u 4 = d 'b 4 y 21− 6 / ∆ ,

(1.58)

31

где b u 01 , b 'u 01 , b u 02 , b 'u 02 , ∆, d b3 , d 'b3 , d b 4 , d 'b 4 – коэффициенты, определяемые соотношениями табл. 1.1; g 21− 4 , y 21− 6 – коэффициент передачи по напряжению и проводимость передачи напряжения подсхем 4 и 6 соответственно; h12 − 7 ≈ 0 – внутренняя обратная связь в подсхеме 7. Т а б л и ц а 1.1

Коэффициенты для расчета параметров ДК Коэффициент

Формула

b u 01

A − d 'b3 + A1Yвх.сф 2 − 3 + h11− 2 h 21−1 y 22 − 6 h11− 7 h 22 − 7 + + A 2 Yвх.сф 2 − 3∆1h (1 + h11− 2 y 22 − 6 ) + A 2 [Yвх.сф 2 − 3 (h11− 2 h 22 −1 + + h 21−1h12 − 2 ) + h 21−1y 22 − 6 ∆ 2hΣ ]

b 'u 01

A − d 'b3 + A1Yвх.сф1− 3h11− 7 h 22 − 7 + h11−1h 21− 2 y 22 − 6 − − A1Yвх.сф1− 3h 21− 7 − h 21−1h11− 2 y 22 − 6 h 21− 7 + A 2 [Yвх.сф1− 3 ∆ 2 h × × (1 + h11−1 y 22 − 6 ) + Yвх.сф1− 3 (h11−1h 22 − 2 + h12 −1h 21−1 ) + + h 21− 2 y 22 − 6 ∆1hΣ ] A 2 h 21−1h 22 − 2 + h 21−1h11− 7 h 22 − 7 + g 22 − 4 h 22 − 7 (h 21−1 − h 21− 2 ) − A 2 h 22 −1h 21− 2 + g 22 − 4 h 22 − 7 (h 21−1 − h 21− 2 ) − h 21− 2 − h 21−1h 21− 7

b u 02 b 'u 02 d b3 d 'b3 d b4 d 'b 4 ∆

A1h 22 − 7 + h11−1h 22 − 2 + ∆ 2hΣ (1 + h11−1 y 22 − 6 ) − h 21−1h12 − 2 h 21− 7 − − h 21−1h12 − 2 h11− 7 h 22 − 7 A1h 22 − 7 + h 22Σ −1h11− 2 h11− 7 h 22 − 7 + h 22 − 7 h11− 7 ∆1hΣ (1 + h11− 2 y 22 − 6 ) − − h12 −1h 21− 2 + h 21− 7 [h 22Σ −1h11− 2 + ∆1hΣ (1 + h11− 2 y 22 − 6 )] A 2 h 21−1∆ 2hΣ + h 21−1h11− 2 h 22 − 7 (g 22 − 4 + h11− 7 ) + h11−1h 21− 2 g 22 − 4 h 22 − 7 A 2 h 21− 2 ∆1hΣ + h11−1h 21− 2 [(1 + g 22 − 4 h 22 − 7 ) + h 21−1h11− 2 g 22 − 4 h 22 − 7 A1[h 22Σ − 2 g 22 − 4 h 22 − 7 (1 + h11− 7 h 22Σ −1 ) + h 22Σ −1g 22 − 4 (h 22 − 2 + h 22 − 7 ) + + (1 + h11− 7 h 22Σ −1 )(h 22Σ − 2 + h 22 − 7 ) + h 22Σ −1h 22Σ − 2 g 22 − 4 h 21− 7 ]

В табл. 1.1 приняты следующие обозначения: A = g 22 − 4 h 22 − 7 [(h 21− 2 − h 21−1 )(h12 −1 − h12 − 2 ) + (h11−1 + h11− 2 )(h 22 −1 + h 22 − 2 )] + + g 22 − 4 (h 22 −1∆ 2 h + h 22 − 2 ∆1h )(1 + h11− 7 h 22 − 7 ) + + g 22 − 4 y 22 − 6 [∆1h ∆ 2 h (1 + h11− 7 h 22 − 7 ) + h 22 − 7 (h11− 2 ∆1h + h11−1∆ 2 h )] + + g 22 − 4 h 21− 7 [∆ 2 h (h 22 −1 + y 22 − 6 ∆1h ) + h 22 − 2 ∆1h ] + + (h11−1 + h11− 7 ∆1h )(h 22 − 2 + h 22 − 7 ) + (1 + h 22 −1h11− 7 )(∆ 2 h + h11− 2 h 22 − 7 ) − − h 21−1h12 − 2 h 21− 7 + y 22 − 6 (h11−1 + h11− 7 ∆1h )(h11− 2 h 22 − 7 + ∆ 2h ); A1 = h11−1 + h11− 2 + h11−1h11− 2 y 22 − 6 ; A 2 = g 22 − 4 (1 + h 21− 7 ) + h11− 7 + g 22 − 4 h11− 7 h 22 − 7 ;

32

h 22Σ −1 = h 22 −1 + Yвх.сф1− 3 ; h 22Σ − 2 = h 22 − 2 + Yвх.сф 2 − 3 ; y 22 − 6 = y*22 − 6 + Yвх.5 ; ∆ ih = h11− i h 22 − i − h12 − i h 21− i ; ∆1hΣ = h11−1h 22Σ −1 − h12 −1h 21−1 ; ∆ 2 hΣ = h11− 2 h 22Σ − 2 − h12 − 2 h 21− 2 ;

где Yвх.5 – входная проводимость подсхемы 5 по второму входу; y*22 − 6 – выходная проводимость подсхемы 6 при исключенной петле обратной связи; g 22 − 4 – выходное сопротивление подсхемы 4; Yвх.сф1− 3 , Yвх.сф 2 − 3 – входные проводимости для синфазных входных напряжений подсхемы 3 по первому и второму входам (1.6). При определении параметров синтезируемого ДК того или иного подкласса выражения (1.50)–(1.55) можно намного упростить.

1.5. Каскады с симметричным выходом Характеристики ДК, соответствующие функциональной схеме рис. 1.15, могут быть определены путем решения системы линейных уравнений Кирхгофа, описывающих их работу на малом сигнале. С учетом структурных особенностей ДК при R1 ≈ R 2 формула для Кос.сф схемы рис. 1.1 принимает вид: −1 * −1 −1 −1 K ос (1.59) .сф = ( K ос.сф ) ≈ K ос.сф(1) + K ос.сф( 2) , y*22 − 6 где = (h h11− 2 R 1 − h 21− 2 h11−1R 2 ) , R 1 + R 2 21−1 h11−1 + h11− 2 −1 K ос (h 22 −1R 1 − h 22 − 2 R 2 ) . .сф ( 2) = h 12 −1 − h12 − 2 + R1 + R 2 Или после преобразований (1.59), (1.60) −1 K ос .сф (1)

−1 * K ос .сф(1) = 0,5 y 22 − 6 h11 (1 − N1− 2 −1 )

−1 K ос .сф( 2) = h12 (1 − N H12 ) + h11h 22 (1 − N H 22 ) , где h11, h12, h22 – усредненные значения h-параметров: h11 = 0,5(h11−1 + h11− 2 ) ≈ h11−1 ≈ h11− 2 , h12 = 0,5(h12 −1 + h12 − 2 ) ≈ h12 −1 ≈ h12 − 2 , h 22 = 0,5(h 22 −1 + h 22 − 2 ) ≈ h 22 −1 ≈ h 22 − 2 , N1-2-1, NH12, NH22 – коэффициенты асимметрии. Причем R h h N1− 2 −1 = 2 21− 2 11−1 ≈ 1 , R1h 21−1h11− 2 h N H12 = 12 −1 ≈ 1 , h12 − 2 h R N H 22 = 22 − 2 2 ≈ 1 . h 22 − 2 R1

(1.60) (1.61)

(1.62) (1.63)

(1.64)

(1.65) (1.66) (1.67) 33

Для дальнейшего сравнительного анализа ДК разных модификаций −1 коэффициент K ос .сф( 2) удобно представить следующим образом: −1 −1 −1 K ос .сф ( 2) = K ос.сф (3) + K ос.сф ( 4) ,

(1.68)

где −1 K ос .сф(3) = h12 −1 − h12 − 2 +

h11−1 + h11− 2 R1 + R 2

×

(1.69)

× [(h 22 −1 + Yвх.сф1− 3 )R1 − (h 22 − 2 + Yвх.сф2 − 3 )R 2 ], −1 K ос .сф( 4) =

h11−1 + h11− 2

(Yвх.сф 2 − 3 R 2 − Yвх.сф1− 3R 1 ] . (1.70) R1 + R 2 Выводя усредненные значения одноименных h-параметров, последние уравнения можно представить в следующем виде −1 * * K ос .сф(3) = h12 (1 − N H12 ) + h11h 22 (1 − N H 22 ) ; −1 K ос .сф( 4) = h11Yвх.сф (1 − N с ) ,

где h *22 = h 22 + Yсф ; Yвх.сф 2 − 3 + h 22 − 2 R 2 N*H 22 = ⋅ ≈ 1; Yвх.сф1− 3 + h 22 −1 R1 Nc =

Yвх.сф1− 3 R1 ⋅ ≈ 1; Yвх.сф2 − 3 R 2

Yсф ≈ 0,5(Yсф.1-3 + Yсф.2 -3 ) .

(1.71) (1.72)

(1.73) (1.74) (1.75)

Первое слагаемое правой части выражения (1.59) пропорционально выходной проводимости подсхемы 6 ( y*22 − 6 ) (рис. 1.15). Путем рационального построения данной подсхемы, при котором y*22 − 6 → 0 , можно

−1 уменьшить составляющую K ос .сф(1) до любого, наперед заданного значения. При одинаковых R1 = R 2 и h 22 −1 = h 22 − 2 коэффициент ослабления синфазных сигналов определяется неидентичностью параметров внутренней обратной связи транзисторов VT1-VT2 −1 −1 K ос .сф ≈ K ос.сф( 2) ≈ h12.1 − h12.2 .

* При использовании источников опорного тока с Y22 .6 = y 0 = 0 этот фактор является доминирующим в ДК различных модификаций. Следует заметить, что даже при совершенно идентичных транзисторах VT1-VT2 внутренняя обратная связь в практических схемах оказывается неодинако-

34

вой из-за режимной зависимости h12.i = f ( U кб.i ) , где U кб.i – напряжение коллектор-база транзисторов. Поэтому для повышения K ос.сф необходимо обеспечивать одинаковый статический режим VT1, VT2, т.е. применять схемы с симметричной нагрузкой.

1.6. Каскады с цепями симметрирования статического режима транзисторов в активных нагрузках Для увеличения коэффициента усиления входного ДК и упрощения структуры коррекции ОУ резисторы R1, R2 классической схемы (рис. 1.1) целесообразно заменять специальной активной нагрузкой (АН) – так называемым «токовым» зеркалом, или повторителем тока (ПТ) (рис. 1.16а) с целью симметрирования статического режима [10].

а)

б)

Рис. 1.16. Перспективные схемы активных нагрузок (а) для ДУ с повышенным усилением (б) Введение АН не изменяет качественную сторону работы ДК при синфазных входных сигналах. Поэтому все ранее полученные выводы относительно предельных возможностей ДК (рис. 1.1) сохраняют свою силу и для данного подкласса схем. С учетом типовых значений параметров элементов ДК (рис. 1.16) нетрудно получить: −1 −1 −1 K ос (1.76) .сф = K ос.сф(5) + K ос.сф( 6) , где h11−1 + h11− 2 −1 K ос (h 21− 7 h 22 −1 − h 22 − 2 ) , (1.77) .сф(5) ≈ h12 −1 − h12 − 2 + 1 + h 21− 7 y*22 − 6 −1 K ос.сф(6) ≈ (h 21− 7 h 21−1h11− 2 − h 21− 2 h11−1 ) . 1 + h 21− 7

(1.78)

35

Уравнения (1.77), (1.78) при h 21− 7 ≈ 1 с учетом формул () можно также представить в виде −1 K ос .сф(5) ≈ h11 (1 − N H12 ) + h11h 22 (1 − N 21− 7 ) ,

−1 * * K ос .сф(6) ≈ 0,5 y 22 − 6 h11 (1 − N 21− 7 ) ,

(1.79) (1.80)

h где N H12 = 12 − 2 ≈ 1 , h12 −1 h N 21− 7 = 22 − 2 h −211.7 ≈ 1, h 22 −1 h h N*21− 7 = h 21− 7 21−1 ⋅ 11− 2 ≈ 1 . h 21− 2 h11−1 Если параметр h 21− 7 активной нагрузки равен единице, то из сравнения выражений (1.76) и (1.59) следует, что значения коэффициента Kос.сф (1.76) практически совпадают с этим коэффициентом для ДК, имеющего симметричный выход. Чем сильнее параметр h 21− 7 отличается от единицы, тем больше сказывается влияние на коэффициент ослабления синфазных входных напряжений выходной проводимости подсхемы 6 (рис. 1.15). Если подсхемы 1-2 имеют совершенно идентичные h-параметры, то необходимым условием получения достаточно большого ослабления синфазных сигналов является равенство h 21− 7 = 1 . Это предъявляет повышенные требования к точности передачи тока подсхем активной нагрузки. В практических схемах из-за режимной зависимости h12 − i и h 22 − i транзисторов всегда появляется составляющая ошибки усиления, обусловленная наличием синфазного сигнала на входах ДК. Уменьшить эту ошибку можно за счет симметрирования статических режимов VT1 и VT2 – применения специальных активных нагрузок [10] (рис. 1.16а). В этих схемах выходные транзисторы ДУ работают при одинаковых напряжениях коллектор-база ( U кб1 ≈ U кб2 ).

1.7. Дифференциальные усилители со следящим питанием Под ДК со следящим питанием будем понимать такие каскады, у которых синфазные входные напряжения передаются без изменения фазы в коллекторную или эмиттерную цепи транзисторов VT1, VT2 ДК. В соответствии с функциональной схемой (рис. 1.15) все каскады, удовлетворяющие этому признаку, можно разделить на три группы (пять групп) [10]. Первая группа – это ДК, у которых напряжение u c поступает на общий вход подсхемы нагрузки 7. Пример построения такого каскада дан на рис. 1.17. Здесь буферный усилитель БУ выполняется в виде эмиттерных повторителей с цепями смещения статического уровня. 36

а)

б)

Рис. 1.17. Обобщенная схема дифференциального усилителя со следящим питанием (а) и его применение в структуре драйвера (б) [74] Вторая группа включает ДК со следящей связью по цепи эмиттерного питания транзисторов VT1, VT2 (здесь c u3 = g 21− 4 = 0 ), т.е. отсутствует передача входного и выходного синфазных напряжений ДК в коллекторные цепи транзисторов VT1, VT2). Для усилителей данной группы характерна прямая передача напряжения u 2 − 6 ≈ u c на вход подсхемы 6 (рис. 1.15). Третья группа – это ДК с так называемым «плавающим питанием» ( c u3 = 0 , рис. 1.17). В этих ДК синфазное напряжение поступает одновременно как в коллекторную, так и эмиттерную цепи. ДК четвертой ( y 21− 6 = 0 ) и пятой ( g 21− 4 = 0 ) групп являются, по существу, модификацией усилителей со следящей связью по цепи коллекторного питания транзисторов VT1, VT2. Основное отличие таких ДК состоит в том, что для передачи синфазного сигнала на вход подсхемы 7 (6) у них используется отрицательная обратная связь, охватывающая первый и второй каскады ОУ. Схемы ДУ первой и второй группы имеют ряд модификаций. Для передачи синфазного сигнала на вход подсхемы 7 (6) у них используется отрицательная обратная связь, охватывающая первый и второй каскады ОУ. Модификацией ДУ со следящей связью по питанию коллекторной цепи являются схемы рис. 1.18. Здесь транзисторы VT5, VT6 ДК (рис. 1.18) обеспечивают усиление по петле отрицательной обратной связи, которая стабилизирует напряжения коллектор-база транзисторов VT1-VT2 в широком диапазоне изменения напряжения u с ≈ u 2 − 6 .

37

u 2− 4 ≈ u c

u3 ≈ uc

u 2− 6 ≈ u c

а)

б)

Рис. 1.18. Усилители Джильберта со следящим питанием [10] Если синфазное входное напряжение имеет отрицательную полярность, то коллекторные токи транзисторов VT5-VT6 увеличиваются. Падение напряжения на двухполюснике I2 возрастает. В результате разница между приращениями напряжений u 2 − 6 и u 3 сведется к минимуму, и, следовательно, статический режим транзисторов VT1-VT2 по напряжению коллектор-база не изменится. При положительной полярности синфазных входных напряжений транзисторы VT5-VT6 подзапираются. Это приводит к положительному приращению напряжения u 2 − 4 ≈ u c . Иногда между узлом 3 и диодами VD1, VD2 (рис. 1.18а) целесообразно включать эмиттерный повторитель. Очевидно, в качестве подсхемы 4 (рис. 1.15) в усилителях рассматриваемого типа могут использоваться и другие каскады, не инвертирующие фазу напряжения. Подсхема сравнения 5 ДК (рис. 1.18б) выполнена на транзисторах VT5-VT6. Ее характеристики связаны с параметрами элементов ДК следующим образом: с u 5 −1 ≈ −c u 5 − 2 ≈ − R 3 (h11б − 5 + 2h11б − 6 ) −1 , (1.81) Yвх.5 ≈ h 22б − 6 + R 3−1 (1 + h 21б − 6 ) , где R3 – эквивалентное сопротивление в узле 3. Учитывая, что для рассматриваемого каскада с u 3 ≈ 0,5 , g 21− 4 ≈ 1 , можно получить

µ 3−1 ≈ 1 + (h11б − 5 + 2h11б − 6 )R 3−1 ≈ 1 . (1.82) Подставляя выражение (1.82) в формулу (1.89), можно определить коэффициент ослабления синфазных входных напряжений каскада (рис. 1.18б). 38

Основная особенность ДК (рис. 1.19а) состоит в том, что здесь подсхема 4 реализована на «токовом» зеркале.

u 2 −6 ≈ u c

а)

б)

u 2−4 ≈ u c

u 2 −6 ≈ u c

в) Рис. 1.19. Модифицированные дифференциальные каскады со следящим питанием [10] Поэтому в уравнении (1.89) можно положить µ 3 = 1 , Yвх.5 = h 22б − 8 . Статический режим транзисторов VT1-VT2 по напряжению коллекторбаза так же, как и в схеме, приведенной на рис. 1.18, определяется полевыми транзисторами VT3-VT4. Коллекторный ток транзистора VТ5 равен току ИОТ I1. Заметим, что подсхема 4 может быть реализована на базе многих других усилительных каскадов, инвертирующих фазу напряжения. 39

В усилителе (1.19в) второй каскад выполняет ряд дополнительных функций: осуществляет выделение выходного синфазного напряжения u 3 (рис. 1.15) и усиливает разность между этим напряжением и u 2 − 6 ≈ u c . Такое совмещение функций в одной подсхеме позволило повысить коэффициент ослабления синфазных входных напряжений каскада, упростить схему, минимизировать мощность, потребляемую им от источников питания. Пример построения ДК пятой группы ( g 21− 4 = 0 , рис. 1.15) приведен на рис. 1.20.

u к1 ≈ u с

u к2 ≈ u с

u к1 ≈ u с u3 ≈ uс

u 2 -6

I к5 ≈ I к6

Рис. 1.20. Каскад со следящим питанием [10] В данном каскаде сигнал рассогласования между напряжениями u 3 и u 2 − 6 подается в эмиттерную цепь транзисторов VT1, VT2 (подсхема 6, рис. 1.15). Коллекторный ток транзистора VT5 приближенно равен току I2. Этот режим транзистора VT5 устанавливается отрицательной обратной связью по синфазному сигналу. Если напряжение u 2 − 6 получает приращение, то коллекторный ток транзистора VT5 изменяется. Увеличение или уменьшение коллекторного тока транзистора VT5 вызывает изменение напряжения u 3 . Транзисторы VT1-VT2 работают при напряжениях коллектор-база, не зависящих от синфазных входных напряжений. Следовательно, по своим возможностям каскады пятой группы близки к ДК со следящей связью по цепи коллекторного питания транзисторов. При глубокой обратной связи коэффициент ослабления определяется следующим выражением: g −221− 4 −1 −1 −1 K ос.сф ≈ K ос.сф( 4) + * K ос.сф(1) , (1.83) y 22 − 6 40

где K ос.сф(1) , K ос.сф( 4) соответствуют соотношениям (1.59), (1.70); g 22 − 4 – выходное сопротивление источников опорного тока I1, I2. Решая систему линейных уравнений для ДУ (рис. 1.17) [10], можно получить следующее выражение для коэффициента ослабления синфазных входных напряжений ДК со следящим питанием по коллекторной цепи:   −1 −1 −1 −1 1 + Yвх.5  , (1.84) = − + + K ос ( 1 P ) K K K 1 ос.сф(3) .сф ос.сф( 4) ос.сф(1)  *   y 22 − 6  где P1 = u1.4 / u c ≈ 1 ; K ос.сф(1) , K ос.сф(3) , K ос.сф( 4) определены в выражениях (1.59)–(1.61) и (1.68)–(1.70). Если подсхему БУ (рис. 1.17) построить таким образом, чтобы ее коэффициент передачи по напряжению ( P1 ) был близок к единице, то коэффициент ослабления синфазных сигналов ДУ возрастает. Условию P1 = 1 с той или иной степенью точности удовлетворяют различные модификации эмиттерных и истоковых повторителей напряжения. Их важнейший параметр – погрешность передачи (1 − P1 ) – обычно

лежит в пределах 10 − 3 − 10 − 5 . Следовательно, при использовании типовых повторителей напряжения в качестве БУ первым слагаемым в уравнении (1.84) можно пренебречь. Поэтому  Yвх.5  h11−1 + h11− 2 −1  K ос ≈ ( R Y − R Y ) + K 1 + .(1.85) .сф 2 вх.сф 2 − 3 1 вх.сф1− 3 ос.сф(1)  *  R1 + R 2  y 22 − 6  Обычно транзисторы второго каскада ОУ работают при относительно больших эмиттерных токах. Как следствие этого, входные проводимости для синфазных входных напряжений Yвх.сф1− 3 и Yсх.сф 2 − 3 второго каскада (рис. 1.15) намного превышают значение параметра h22 транзисторов первого каскада ( h 22б −1 > h 22б − 2 ). Поэтому ДК со следящей связью по питанию коллекторных цепей транзисторов VT1, VT2 не всегда дают значительное увеличение коэффициента ослабления. Предельный коэффициент ослабления синфазных входных напряжений, равный K ос.сф(1) , может быть получен при условии, что второй каскад ОУ характеризуется малыми значениями проводимостей Yвх.сф1− 3 и Yсх.сф 2 − 3 , т.е. имеет либо полевые транзисторы на входе, либо следящую связь по коллекторному питанию транзисторов VT3, VT4. Это один из недостатков ДК первой группы. Второй недостаток заключается в единичной передаче синфазного входного напряжения на выход ДК. Поэтому второй каскад ОУ должен иметь широкий диапазон изменения синфазных входных напряжений и, кроме этого, достаточно большой коэффициент ослабления (1.5). 41

В ДК второй группы напряжение u c подается в эмиттерные цепи транзисторов VT1, VT2 (рис. 1.21). Это позволяет применять в качестве цепей стабилизации статического режима сравнительно низкоомные резисторы.

Вых.i1

Вх.1

VT1

Вых.i2

VT2

u с1

Вх.2

+

u с2

БУ +1

u2- 6

6 ИОТ

u1- 6

u 2c

5 i 22.6

0

у*22.6

а)

-

б)

Рис. 1.21. ДК со следящим питанием по эмиттерной цепи VT1-VT2 (а) и его обобщенная схема для транзисторов VT1, VT2 (б) [10] Формула для Кос.сф в этом случае принимает вид:

S2 + y*22 − 6 + Yвх.5 −1 −1 −1 K ос.сф ≈ K ос.сф( 2) + K ос.сф(1) , y*22 − 6

(1.86)

где S2 = y 21− 6 ; K ос.сф(1) , K ос.сф( 2) соответствуют выражению (1.59). −1 Чтобы уменьшить сомножитель при коэффициенте K ос .сф(1) в уравнении (1.86), можно потребовать взаимного сокращения слагаемых S 2 и

у*22 − 6 , т.е. положить равными − S2 и у*22 − 6 . Это можно реализовать, если подсхема 5 – буферный усилитель с единичным коэффициентом передачи по напряжению, а подсхема 6 – двухполюсник. Коэффициент ослабления при этом несколько повышается за счет уменьшения второго слагаемого: Yвх.5 −1 −1 −1 K ос K ос.сф(1) . (1.87) .сф ≈ K ос.сф( 2) + * y 22 − 6 Таким образом, введение этой следящей связи эквивалентно уменьшению проводимости в эмиттерной цепи транзисторов VT1, VT2 ДК без обратной связи до уровня входной проводимости подсхемы 5 ( Yвх.5 ). Это

42

позволяет, во-первых, использовать в качестве подсхемы 6 сравнительно низкоомные резисторы, а во-вторых, не требует построения сложных ис−1 точников опорного тока для минимизации составляющей K ос .сф(1) . Дополнительное качество ДУ с предлагаемой архитектурой – расширение диапазона активной работы, что повышает на 1-2 порядка быстродействие ОУ. Входным каскадам с «плавающим питанием» (рис. 1.22) присущи все особенности усилителей двух ранее рассмотренных групп:

S2 + y*22 − 6 + Yвх.5 −1 −1 −1 −1 K ос.сф ≈ K ос.сф( 4) + (1 − P1 )K ос.сф(3) + K ос.сф(1) , (1.88) * y 22 − 6 где коэффициенты K ос.сф(1) , K ос.сф(3) , K ос.сф( 4) соответствуют выражениям (1.59), (1.70), (1.84), (1.86). u 2− 4 ≈ u с

u∑ ≈ uс

u 2−6 ≈ u с

u1−6 ≈ u c

Рис. 1.22. Обобщенная схема ДК с «плавающим» питанием (Е1-Е2) Для значительного повышения коэффициента ослабления Кос.сф необходимо, чтобы параметры подсхем 3, 4, 5, 6 (рис. 1.15) удовлетворяли следующим условиям:

P1 = 1 , S2 = − y*22 − 6 , Yвх.5 ≈ 0 , Yвх.сф1− 3 = Yвх.сф 2 − 3 ≈ 0 . Структура ДК четвертой группы полностью соответствует обобщенной схеме (рис. 1.15), если в ней исключить передачу синфазного входного сигнала в эмиттерную цепь. Точный анализ свойств ДК может быть выполнен на основе выражений (1.50), (1.51), (1.55). Вместе с тем, для практических расчетов удобнее воспользоваться приближенными соотношениями, полученными при условиях K пр.сф ≈ 1 , K уд ≈ K *уд , с u ≈ 1 :  Yвх.5  −1 −1 −1 −1  K ос ( 1 ) K K K 1 ≈ − µ + + + .сф 3 ос.сф (3) ос.сф ( 4) ос.сф (1)  * , y 22 − 6  

(1.89) 43

µ3 =

g 21− 4 c u 5 − 2 . 1 − 2c u 5 −1c u 3g 21− 4

(1.90)

В выражении (1.89) используются коэффициенты K ос.сф(1) , K ос.сф(3) ,

K ос.сф( 4) , определенные соотношениями (1.59) и (1.70). При выборе параметров схемы ДК таким образом, чтобы коэффициент µ 3 равнялся единице, в значительной мере ослабляется влияние параметров входных транзисторов VT1-VT2 на коэффициент ослабления синфазных входных напряжений. В связи с этим составляющие выражения (1.90) должны удовлетворять одной из трех систем неравенств: c u 5 −1 < 0, c u 5 −1 > 0,     c u 5 − 2 > 0, c u 5 − 2 < 0,     c u 3 < 0, c u 3 > 0, (1.91)   (1.92) g 21− 4 > 0, g 21− 4 < 0,   g 21− 4 c u 3c u 5 −1 >> 1, g 21− 4 c u 3c u 5 −1 >> 1,   c u 5 − 2 c −u13c −u15 −1 = −2;  c u 5 − 2 c −u13c −u15 −1 = −2;  c u 5 −1 > 0,   c u 5 − 2 > 0,   c u 3 < 0, (1.93)  g 21− 4 < 0,  g 21− 4 c u 3c u 5 −1 >> 1,  −1 −1 c u 5 − 2 c u 3c u 5 −1 = −2.  Дополнительными условиями значительного увеличения коэффициента ослабления ДК четвертой группы являются следующие неравенства: *  Yвх .5 Yвх.5 = Yвх.сф5 + > h 22 −1 + h 22 − 2 . В усилителях с традиционным выполнением подсхемы 6 (рис. 1.1) проводимость y*22 − 6 весьма близка к сумме параметров h 22 −1 и h 22 − 2 . Из рассмотренного следует, что большого выигрыша по увеличению коэффициента ослабления ДК данная ООС не дает. Исключение составляют усилители с полевыми транзисторами на входе, т.к. для них обычно выполняется неравенство y*22 − 6 >> h 22 −1 + h 22 − 2 , а также ДК с простейшими источниками опорного тока на транзисторах, имеющих малое напряжение Эрли. Во-вторых, независимо от построения подсхемы 6 при глубокой ООС эквивалентная проводимость y 'вых.6 близка к оптимальной (1.110). Поэтому предельный коэффициент ослабления синфазных входных напряжений схем с обратной связью равен: −1 K ос (1.111) .сф ≈ h12 −1 − h12 − 2 + h11−1h 22 −1 − h 11− 2 h 22 − 2 . Сравнение формул (1.111) и (1.59) показывает, что из соотношения для коэффициента ослабления ДК без обратной связи исключается слагаемое, обусловленное выходной проводимостью источника тока 6. Однако вследствие преобладающего влияния на Кос.сф разброса параметров h12 и h22 подсхем 1 и 2, ощутимого улучшения данного коэффициента в большинстве случаев не наблюдается. Отрицательная обратная связь уменьшает коэффициент преобразования синфазного входного напряжения в выходное. b b ' − b 'u 04 b u1 K пр.сф ≈ (b u − 1) u 4 u1 rэ1 ≈ rэ 2 , то направление составляющих токов iпт2 и iпт1 в нагрузке Rн, связанных с синфазным сигналом, изменяются и коэффициент Кос.сф в этом режиме определяется разбросом параметров элементов схемы: ** −1 (K i12.1 − K i12.2 )(y1rэ3 − y 2 rэ 4 ) −1 K ос.сф ≈ K ос.сф ≈ . (1.117) rэ1 + rэ 2 rэ1 + rэ 2 0,5K i12.1 + 0,5K i12.2 rэ1 + R от rэ 2 + R от 53

При идентичных значениях сопротивлений эмиттерных переходов rэi = rэ и K i12.1 ≈ K i12.2 ≈ 1 K i12.2 ≈ 1 формула (1.117) существенно упрощается: ** −1

K ос.сф ≈ 0,5R от (y1 − y 2 )(K i12.1 − K i12.2 ).

(1.118)

Таким образом, коэффициент ослабления синфазных сигналов ОУ с ТОС в зависимости от численных значений сопротивления Rот лежит в пределах ** −1

K ос.сф


rэ изменяет характер зависимости Кос.сф от выходных проводимостей источников опорного тока y1 и y2: при R от = 0 этот параметр пропорционален сумме проводимостей y1 и y2, а при R от >> rэ – их разности. Операционный усилитель с ОСН. Схема входного каскада ОУ с ОСН [74] приведена на рис. 1.29, где rэ – сопротивление эмиттерных переходов транзисторов; y1, y2, y1* , y*2 – выходные проводимости источников тока I1, I2, I1* , I*2 .

Рис. 1.29. Переменные токи во входном каскаде ОУ с ОСН на синфазном сигнале

54

Если предположить, что сопротивления всех эмиттерных p-n переходов транзисторов одинаковы, и пренебречь их внутренней обратной связью, то приращения токов в схеме (рис. 1.29), обусловленные синфазным сигналом uc на входах Вх.1(+), Вх.2(-), практически не зависят от численных значений Rон: u i к1 = с ( y1 − y 2 ) ≈ i к 2 , 2 i н = K i12.1i к1 − i к 2 K i12.2 . Так как коэффициент усиления дифференциального напряжения рассматриваемой входной подсхемы ОУ с ОСН K y ≈ R н R он , то коэффициент ослабления синфазных сигналов −1 K ос (1.120) .сф ≈ 0,5R от (y1 − y 2 )(K i12.1 − K i12.2 ) . Сравнение формул (1.120) и (1.114) показывает, что коэффициенты ослабления синфазных сигналов ОУ с ОСН и ОУ с ТОС при R от = R он и идентичном построении цепей стабилизации статического режима (I1, I2) практически одинаковы. Если R от = 0 , то ОУ с ОСН имеет в Nc раз более высокое ослабление синфазных сигналов, где rэ ( y1 + y 2 ) Nc ≈ . (1.121) R он ( y1 − y 2 )(K i12.1 − K i12.2 Если учесть, что в практических схемах выполняется неравенство y1 > y 2 (с учетом свойств p-n-p транзисторов в источниках тока I1, I2), то выигрыш по Кос.сф в рассматриваемых ОУ определяется идентичностью токовых зеркал ПТ1, ПТ2: 2rэ Nc ≈ . (1.122) R он (K i12.1 − K i12.2 Входные проводимости для синфазного сигнала по неинвертирующему входу ОУ с ОСН и ОУ с ТОС также близки, т.к. для схемы (рис. 1.29) справедливы следующие соотношения y (сф+ ) ≈ y к 3 + y к 4 , (1.123) y (сф− ) ≈ y*к 3 + y*к 4 . (1.124) Выполненный сравнительный анализ позволяет сделать следующие выводы: 1. Операционные усилители с ОСН и ТОС на основе бриллиантовых транзисторов имеют практические одинаковые коэффициенты ослабления синфазных сигналов. 2. Предельный коэффициент ослабления входных синфазных сигналов ОУ с ТОС зависит от сопротивления, включаемого в цепь обратной связи. 3. Для входных каскадов на основе бриллиантовых транзисторов предельные значения Кос.сф определяются идентичностью выходных импедансов токостабилизирующих двухполюсников. 55

1.11. Предельные параметры источников опорного тока (ИОТ) и управляемых активных нагрузок в ДУ с повышенным ослаблением синфазного сигнала 1.11.1. Структурные и схемотехнические методы уменьшения выходной проводимости ИОТ Выполненный выше анализ показывает, что выходной импеданс источников опорного тока оказывает весьма часто доминирующее влияние на Кос.сф дифференциальных усилителей. В этой связи представляет интерес исследование условий получения предельных значений y0 ( y*22 − 6 , рис. 1.15) ИОТ с базовой архитектурой. ИОТ с классической архитектурой. Транзисторные источники опорного тока (ИОТ), которые используются для стабилизации режима ДК нового поколения, выполняются либо по схеме без обратной связи (рис. 1.30), либо по схеме с глубокой отрицательной обратной связью (рис. 1.31а), а также по двухъярусной каскодной структуре [10].

а)

б)

Рис. 1.30. ИОТ на биполярном транзисторе (а) и схема ИОТ с предельно-возможным диапазоном изменения uвых (б) Выходная проводимость y 0 = y*22 − 6 ИОТ первой группы (как подсхемы 6 ДК рис. 1.15) может быть минимизирована за счет оптимального выбора резисторов цепи смещения R1, R2, R3 (рис. 1.30а) и типов применяемых активных элементов:  R  y 0 = y*22 − 6 ≈ h12б −1R −э.1экв + h 22б −11 + б.экв  , (1.125) R э.экв  

56

где h ij−1 – h-параметры транзистора VT1 в схеме с общей базой; R э.экв = R 2 + h11б −1 – эквивалентное сопротивление эмиттерной цепи VT1; R б.экв = R1 (rD 2 + R 3 ) – эквивалентное сопротивление базовой цепи VT1; rD 2 – дифференциальное сопротивление p-n перехода VD2. Первый частный случай – классическое «токовое» зеркало (рис. 1.30б). Здесь R 3 = 0 , R 2 = 0 , R1 >> R D2 . При данных ограничениях выходная проводимость ИОТ (рис. 1.30б) имеет наибольшее значение   µ h r I y 0 = y*22.6 ≈ 12б −1 + h 22б −1 1 + э 2  ≈ 1 + 2rк−11 ≈ э1 µ1 + 2rк−11 , (1.126) h11б −1 ϕт  h11б −1  rэ1

где µ1 = h12б −1 , rэ1 ≈ h11б −1 , rк1 = h −221б −1 – параметры физической эквивалентной схемы транзистора; ϕ т ≈ 25 мВ – температурный потенциал; I э1 – статический ток эмиттера транзистора VT1. Первое слагаемое уравнения (1.126), учитывающее внутреннюю обратную связь в транзисторе VT1, доминирует. Поэтому в данной схеме I I y 0 = y*22.6 ≈ э1 µ1 ≈ э1 , (1.127) ϕт U э1 где U э1 = 15 ÷ 40 В – напряжение Эрли транзистора VT1. Второй частный случай – сопротивление R2 в эмиттерной цепи VT1 велико ( R 2 >> h11б −1 = rэ1 ). В этом случае выходная проводимость ИОТ принимает минимально возможное значение: y 0 = y*22 − 6 = y 0 min ≈ h 22б −1 = rк−11 . (1.128) Третий частный случай – сопротивление в цепи базы мало ( R б.экв ≈ 0 ), а сопротивление R 2 ≠ 0 . Данный режим обеспечивается подключением базы VT1 к источнику напряжения смещения с нулевым выходным сопротивлением. При этом выходная проводимость ИОТ h12б −1 I э1 ϕ y 0 = y*22.6 ≈ h 22б −1 + ≈ т ⋅ + rк−11 . (1.129) R 2 + h11б −1 U э1 I э1R 2 + ϕ т Если падение напряжения на R2 существенно больше, чем ϕ т ≈ 25 мВ, то ϕт y 0 = y*22.6 ≈ + rк−11 . (1.130) R 2 U э1 Таким образом, в зависимости от соотношения параметров элементов в цепи базы и цепи эмиттера VT1, выходная проводимость ИОТ (рис. 1.30а)

может изменяться в N0 раз от уровня h 22б −1 = rк−11 до уровня µ1rэ−11 >> rк−11 , I r где N 0 = э1 к1 >> 1 . U э1 57

I э1 U э1

y0 = y*22−6

y min ≈ rк−11

h22б-1

R2

Рис. 1.31. Зависимость выходной проводимости ИОТ от сопротивления R2 при R б.экв = 0 У источников опорного тока с глубокой отрицательной обратной связью (рис. 1.32а) выходная проводимость не может быть меньше, чем y 0 = y*22 − 6 ≤ h 22б −1 . Поэтому в качестве транзисторов VT1 выгодно применять полевые транзисторы. В этом случае легко получить значения y*22 − 6 , лежащие в пределах 10 −8 − 10 −9 См.

i к3 ≈ α 3 K i i r 3

i э3 ≈ i r 3

+ Ki ≤ 1

i вх ≈ 0

а)

б)

Рис. 1.32. Функциональные схемы источников опорного тока с отрицательной обратной связью (а) и собственной компенсацией rк3 (б) Рассмотренный в [12, 13] способ построения транзисторных каскадов с малой выходной проводимостью дает хорошие результаты и при синтезе схем высококачественных ИОТ. Если между эмиттером и базой 58

транзистора VT1 включить неинвертирующий усилитель тока А4 с единичным коэффициентом передачи по току (рис. 1.32б), то его

y*22 − 6 ≈ h 22б −1 (1 + h 21− 4 ) + h 22 − 4 [h12б −1 + h 22б −1 (h11б −1 + h11− 4 )] , (1.131) где h ij − 4 – h-параметры подсхемы А4. При достаточно малых значениях параметров h 22 − 4 и h11− 4 выходное сопротивление ИОТ может достигать нескольких сотен мегаом. Абсолютные значения сопротивлений резисторов R1 и R2 ДК с симметричным выходом (рис. 1.1) не влияют на коэффициент Кос.сф с точностью до слагаемых второго порядка малости. Более важной характеристикой нагрузки является относительный разброс сопротивлений этих резисторов. Иногда с помощью резисторов R1, R2 (рис. 1.1) регулируется э.д.с. смещения ДК, поэтому практически их сопротивления выбираются неравными. В таких случаях весьма желательно, чтобы выходная проводимость источника опорного тока ИОТ 6 (рис. 1.1) удовлетворяла равенству: y*22 − 6 = h 22 −1 + h 22 − 2 .

(1.132)

При данном значении выходной проводимости (1.132) коэффициент Кос.сф не зависит от сопротивлений резисторов R1 и R2: −1 K ос (1.133) .сф ≈ h12 −1 − h12 − 2 + h11−1h 22 −1 − h 11− 2 h 22 − 2 . Условие (1.132) почти всегда выполняется в полупроводниковых ОУ, построенных на транзисторах с высокой идентичностью характеристик. Иногда равенство (1.132) можно обеспечить за счет надлежащего выбора режима ИОТ. Необходимо только иметь в виду, что в этом случае не гарантируется высокая температурная и временная стабильность коэффициента ослабления синфазных входных напряжений. В аналоговых микросхемах с малым напряжением питания приходится отказываться от двухъярусной архитектуры ИОТ, а также типовых ИОТ по схеме Вильсона, уменьшать до нуля сопротивление R3 в эмиттерной цепи выходного транзистора классического ИОТ. Наиболее широкий диапазон изменения выходного напряжения ИОТ реализуется в классической управляемой активной нагрузке (рис. 1.30б). Здесь минимальное выходное напряжение Umin определяется условием насыщения транзистора VT1 U min ≈ 0,5 ÷ 0,6 В. Однако выходное дифференциальное сопротивление ИОТ (рис. 1.30б) сильно зависит от статического тока эмиттера VT1 и напряжения Эрли транзистора VT1 (Uэ1) (рис. 1.33) [6]. U R вых = э , (1.134) Iэ 59

где Iэ – статический ток эмиттера VT1.

а)

б) Рис. 1.33. Выходное сопротивление классического ИОТ на n-p-n (а) и p-n-p (б) интегральных транзисторах ФГУП НПП «Пульсар» Необходимо подчеркнуть, что уменьшение горизонтальных и вертикальных размеров интегральных биполярных транзисторов, направленное на увеличение граничной частоты усиления и степени интеграции микросхем, приводит к более сильному влиянию коллекторного напряжения на толщину активной базы, результатом чего является уменьшение выходного дифференциального сопротивления и напряжения Эрли [6]. Если напряжение Эрли для дискретных n-p-n транзисторов составляет 60

U э = 80...200 В, а p-n-p – U э = 40...150 В, то транзисторы современных ИС имеют гораздо меньшее напряжение Эрли: U э = 15...40 В [6]. Для оценки напряжения Эрли основного усилительного элемента – n-p-n транзистора – можно использовать результаты измерений типовых технологических процессов [6], показанные на рис. 1.34 и 1.35 для различных значений удельного сопротивления слоя (Rs) p-базовой области и толщины n-эпитаксиальной пленки (h). Напряжение Эрли интегральных горизонтальных p-n-p транзисторов НПО «Интеграл» обычно меньше, чем для n-p-n. Это объясняется тем, что концентрация примеси в базе горизонтального p-n-p транзистора (эпитаксиальная пленка n-типа) меньше, чем в p-базе n-p-n. Таким образом, при миллиамперных токах эмиттера выходное сопротивление классического ИОТ (рис. 1.30б) не превышает величины 15÷30 кОм. В большинстве случаев этого недостаточно. Uэ , B

Рис. 1.34. Напряжение Эрли n-p-n транзисторов ( U э ) в зависимости от толщины n-эпитаксиальной пленки (h) [6] Uэ , B

Рис. 1.35. Напряжение Эрли n-p-n транзисторов ( U э ) в зависимости от удельного сопротивления слоя (Rs) p-базовой области [6] Кроме этого, классические источники опорного тока (рис. 1.30б) «съедают» не менее 0,6÷0,7 В от допустимого диапазона синфазных вход61

ных сигналов ДУ (Uc.max). При напряжениях питания 1,5÷3 В это достаточно серьезное ухудшение данного параметра. При низковольтном питании и его высокой стабильности можно поставить вопрос о замене транзисторных источников опорного тока на их резистивные аналоги. Однако при этом проявляется основное «проклятие» в дифференциальных усилителях – существенное снижение коэффициента ослабления входных синфазных сигналов. ИОТ с цепями взаимной компенсации выходных импедансов. Рассматриваемая ниже идея построения ИОТ с повышенным выходным сопротивлением базируется на принципе взаимной компенсации проводимостей двух параллельно включенных транзисторов VT1 и VT2 (рис. 1.36) [10].

а)

у1эф ≈

у1 1 + β1* К i1

б) Рис. 1.36. Архитектура ИОТ с повышенным Rвых (а) и пример его практической реализации (б) 62

При этом в схеме рис. 1.36 предусмотрен повторитель напряжения и тока (ПН1), находящийся в петле отрицательной обратной связи (А1), который обеспечивает передачу выходного напряжения uвых в коллектор компенсирующего транзистора VT1, а также передачу приращения тока коллектора VT1* на вход подсхемы А1. В качестве подсхемы А1 могут применяться различные неинвертирующие каскады (цепь смещения на стабилитроне, цепь смещения на эмиттерном повторителе, каскад с общей базой и т.п.). Для схемы рис. 1.36а при K y = 1 справедливы следующие токовые соотношения: i*i = u вых y1* , i э 2 = i y = i1* − i*к1 , i y = y1*u вых − i*к1 , i*к1 = β1*i*б1 , i y = y1*u вых − β1*i*б1 , i*б1 = K i1i y , i y = y1*u вых − β1K i1i y , iy =

y1* 1 + β1*K i1

u вых , i*к1 = β1*i*б1 = β1*K i1i y , i*к1 =

β1*K i1 1 + β1K i1

y1*u вых .

Так как транзисторы VT1-VT1* идентичны, то i к1 ≈ i*к1 . Поэтому выходной ток ИОТ i вых = u вых y1 − i к1 . Следовательно, эффективная выходная проводимость ИОТ рис. 1.36а (1.135) y эф.1 = y1 (1 − N Y − Y ) , y* ⋅ 1 ≈ 1. 1 + β1*K i1 y1 Таким образом, в схеме рис. 1.36а выходная проводимость уменьша-

где N Y − Y =

β1*K i1

ется в (1 − N Y − Y )−1 раз. На рис. 1.38 приведены результаты компьютерного моделирования Rвых ИОТ (рис. 1.37). I1 1mA

V1 VOFF = 0 VAMPL = 0 FREQ = 0 AC = 1V DC = 5V

V2 1V V3 15V VT1 TN15S

Ecm

VT2 TP15S

0 VT3 TN15S

VT4 TN15S

0

Рис. 1.37. Компьютерная модель ИОТ в среде PSpice 63

Рис. 1.38. АЧХ выходного сопротивления сравниваемых схем ИОТ Их анализ показывает, что взаимная компенсация y1 и y1* (рис. 1.36а) повышает Rвых ИОТ более чем в 10 раз без ухудшения частотного диапазона (по уровню – 3 дБ). Этот эффект объясняется тем, что на высоких частотах в рассмотренных схемах ИОТ обеспечивается взаимная компенсация емкостей на подложку выходных транзисторов, которые включены параллельно y1 и y1* . Для симметрирования статических режимов VT1 и VT1* по напряжению коллектор-база могут применяться дополнительные эмиттерные повторители, в том числе функционально интегрированные в архитектуру буферного каскада (рис. 1.39), «снимающего» полезный сигнал с выхода ИОТ. + I1

Вых

+Ki

I2

VT6

VT3

+

uвых

Вых.

VT5

VT4

y2

y1 VT1

VT2

VT7 I3 -

Рис. 1.39. Источник опорного тока (VT1) с цепью компенсации выходной проводимости VT1 y1 64

На рис. 1.40 показаны другие варианты построения ИОТ в структуре дифференциальных усилителей.

I1

а) + Вых.i1 VT1

Вх. 1

Вых.i2

I1

VT3

VT4 VT2

Вх. 2

Сп6 R1

Сп5

Сп7 VT5

VT7

VT6

-

б) + Вых.i1 VT1

Вх.1

Сп4

I1

VT3

Вых.i2 VT2

Вх.2

Сп5 VT4

VT5 -

в) Рис. 1.40. Способы компенсации выходных проводимостей ИОТ в дифференциальных каскадах (начало, окончание на с. ) 65

г)

д) Рис. 1.40. Окончание (начало на с. ) Особенность схем рис. 1.40а, б состоит в том, что здесь напряжение на компенсирующем транзисторе VT6 ( u к 6 ≈ u c ) формируются из синфазного сигнала uc с помощью дополнительного дифференциального каскада VT3-VT4 [10]. В схемах рис. 1.40 обеспечивается также компенсация влияния на Кос.сф паразитных емкостей на подложку транзисторов ИОТ. Взаимная компенсация выходных проводимостей двух источников опорного тока может быть также реализована без введения цепи отрицательной обратной связи в параллельном канале по схеме рис. 1.41.

66

uвых

+

Вых

ПН1 iвых

Ky

i0

i*0

1 +

Ki=1

u *вых

y*0

I1

y0

iпт1 K ii*0

ПТ1

VT2 VT1 VD1

VD2 -

Рис. 1.41. ИОТ с повышенным выходным сопротивлением Если на выход источника опорного тока подается uвых, то напряжение на выходных проводимостях у0 и y*0 транзисторов VT1 и VT2 будет близко к uвых: u *вых ≈ u вых . Поэтому приращение напряжений и токов в элементах схемы можно определить с учетом законов Ома и Кирхгофа по следующим формулам: i 0 ≈ u вых ⋅ y 0 , i *0 ≈ u *вых ⋅ y *0 ≈ u вых ⋅ y *0 , i вых = i 0 − i ПТ1 = i 0 − K i i*0 K i12.1 = u вых ( y 0 − K i y*0 K i1 ) ,  y*0  −1  R вых = y вых = y 0 1 − K i K i12.1 , (1.136)   y 0   где Ki12.1 – коэффициент передачи по току «токового» зеркала ПТ1. Так как при интегральной технологии и высокой идентичности элементов выполняется y*0 ≈ y 0 , K i ≈ 1, K i12.1 ≈ 1 , то при R вх.ПН1 = ∞ выиг-

рыш по выходному сопротивлению ИОТ (рис. 1.36) достигает нескольких порядков A=

y0 y вых

=

1 y*0 1 − K i K i12.1 y0

.

(1.137)

67

Для симметрирования статических режимов выходных транзисторов VT1 и VT2 по напряжению коллектор-база целесообразно обеспечить специальное построение подсхемы ПН1 или ввести в коллектор VT1 дополнительный p-n переход (V7, рис. 1.42). Такое схемотехническое решение обеспечивает: более точное поддержание равенства y 0 = y*0 K i K i12.1 , т.е. повышенные значения Rвых в широком диапазоне выходных напряжений рабочих токов ИОТ (рис. 1.42); – работу ИОТ при малых напряжениях питания; – более широкий допустимый диапазон изменения выходных напряжений ИОТ при заданных значениях выходного сопротивления; – уменьшение влияния нестабильности источников питания на выходной ток ИОТ. Компьютерное моделирование частных вариантов ИОТ (рис. 1.41), выполненное в среде PSpice, подтверждает эффективность рассмотренных схемотехнических решений – выходное сопротивление ИОТ повышается более чем на 1-2 порядка. –

v cc V1 2V

I1 {Ib}

VT3 TP15S R1 in+

in1

VT4 TN15S

1 VT7 TN15S

VIN3

VT5 TN15S

V2 {a}

I2 1mA

VT1 TN15S

VT6 TN15S

VT2 TN15S

v ee

а)

б) Рис. 1.42. ИОТ с повышенным выходным сопротивлением в среде PSpice (а) и результаты его моделирования (б) 68

Таким образом, предлагаемые выше архитектурные и схемотехнические решения позволяют более чем на порядок повысить выходное сопротивление источника опорного тока, устанавливающего статический режим дифференциального каскада.

1.11.2. Методы уменьшения режимной зависимости коэффициента передачи по току управляемых активных нагрузок Коэффициент передачи по току Ki12 классической активной нагрузки (рис. 1.43) зависит от коэффициента усиления по току базы β2 транзистора VT2, случайного (технологического) разброса напряжений эмиттер-база транзисторов VT1-VT2 ∆U*эб , измеренного для одинаковых токов эмиттера, а также от напряжения на коллекторе выходного транзистора U кэ2 ≈ U кб2 + 0,7 В . При этом численные значения ∆U*эб подчиняются законам статистики, достигают величины ∆U*эб ≈ ±(1 ÷ 2) мВ и имеют произвольный знак ( ± ). +Еп Rн Iвх

Вх 1

2 Uкб.2

VT1

Вых Iвых

Uкэ.2

ПТ1

VT2 0,7В -

Рис. 1.43. К расчету коэффициента Ki12 «токового» зеркала Определим зависимость коэффициента передачи K i12 = I вых / I вх схемы ПТ1 (рис. 1.43) с учетом технологического разброса U эб.2 − U эб.1 = ∆U*эб , измеряемого при одинаковых эмиттерных токах I э1 = I э2 , а также с учетом эффекта Эрли [6]. В эквивалентной схеме рис. 1.44 этот эффект моделируется источником э.д.с. µ 2 U кб.2 , где µ 2 = ϕ т / U э – коэффициент внутренней обратной связи VT2; ϕ т ≈ 25 мВ – температурный потенциал; Uэ – напряжение Эрли транзистора VT2 ( U э = 15 ÷ 30 В, [6]). На основании законов Кирхгофа для схемы рис. 1.44 можно составить следующую систему уравнений. 69

µ 2 U кб.2

∆U*эб

Рис. 1.44. Эквивалентная схема токового зеркала (ПТ1) с учетом µ 2 ≠ 0 , ∆U*эб ≠ 0 U э2 − U эб1 = µ 2 U кб.2 + ∆U*эб , I ϕ т ln э 2 = ∆U эб.Σ , I э1

(1.138) (1.139)

где ∆U эб.Σ = ∆U*эб + µ 2 U кб 2 , ∆U*эб = U эб.2

− U эб.1 . I э2 = I0 I э1 = I 0 Выходной ток ПТ1 и токи эмиттера VT1, VT2 I вых = α 2 I э 2 , (1.140) I вых I э1 = I вх − I б 2 = I вх − , (1.141) α 2 (1 + β 2 ) ∆U эб.Σ I э 2 = I э1 exp . (1.142) ϕт После преобразований из последних уравнений можно найти, что коэффициент передачи по току ∆U эб.Σ β2 exp ϕт K i12 = , (1.143) ∆U эб.Σ 1 + β2 + exp ϕт ϕ где ∆U эб.Σ = ± ∆U*эб + т (U кэ2 − 0,7 В) . Uэ Если пренебречь внутренней обратной связью транзистора VT2 и

положить, что ∆U*эб = 0 , то из (1.143) получим хорошо известную формулу 70

β2 . (1.144) 2 + β2 По уравнению (1.143) можно построить семейство характеристик K i12 = f (∆U эб.Σ , β2 ) (рис. 1.45).

K i12 = K *i12 =

β 2 = 100

β2 = ∞

β 2 = 50

∆U эб.Σ , мВ

Рис. 1.45. Зависимости коэффициента передачи по току Ki12 управляемой активной нагрузки от ∆U эб.Σ и β 2 Если в выходную цепь 2 включается резистор нагрузки Rн, то напря-

жение коллектор-эмиттер VT2 равно U кэ 2 = E п+ − Iвых R н , где E п( + ) – напряжение питания VT2. Таким образом, одна из причин нелинейных искажений сигнала в ПТ рис. 1.43 – нелинейная зависимость K i12 = f (Iвых ) . Это объясняется тем, что параметр ∆U*эб.Σ в формуле (1.143) не остается постоянным при изменении тока Iвых: ϕ ϕ ∆U эб.Σ = ± ∆U*эб + т E (п+ ) − 0,7 B − т I вых R н . (1.145) Uэ Uэ Анализ графика K i12 = f (∆U эб.Σ ) (рис. 1.45), построенного по формуле (1.143), показывает, что: 1. При совершенно идентичных транзисторах VT1 (VT2) (отсутствует

(

)

разброс Uэб при одинаковых токах, т.е. ∆U*эб = 0 ) основная причина отличия Ki12 от единицы ( K i12 ≠ 1 ) – несимметрия статического режима VT1, VT2 по напряжению коллектор-база. Так, если напряжение Эрли U э = 20 В, то уже при U кэ2 = 4 В коэффициент передачи K i12 ≈ 1,15 . В практических схемах, как правило, U кэ2 >> 0,7 В. Поэтому при β2 >> 1 коэффициент Ki12 всегда больше единицы ( K i12 > 1 ). 71

2. Случайный технологический разброс напряжений эмиттер-база ∆U*эб может уменьшать (при ∆U*эб < 0 ) или увеличивать (при ∆U*эб > 0 ) коэффициент передачи по току Ki12 относительно значе-

ния K*i12 , рассчитанного при ∆U эб.Σ = 0 и зависящего только от абсолютных значений β2 (1.114). 3. Для получения K*i12 → 1 в схеме рис. 1.43 необходимо обеспечить β2 → ∞ , ∆U эб.Σ = 0 . Аналогично можно показать, что характер зависимости K i12 = f (∆U эб.Σ ) в другой модификации «токового» зеркала (рис. 1.46) сохраняется и достаточно близок к предельной кривой «А» (рис. 1.45). Вх

Вых 2

+

1

VT3

Uкб.2

Uкб.1 Uкэ.1

Uкэ.2

VT1

VT2 µ( U кэ.2 − U кэ.1 ) ∆U *эб

-

Рис. 1.46. Первая базовая модификация управляемой активной нагрузки

а) Рис. 1.47. Результаты компьютерного моделирования K i12 = f ( U кэ 2 ) (начало, окончание на с. ) 72

Iвх = 0,1 ÷ 1 мA

при 1 мА б) Рис. 1.47. Окончание (начало на с. ) Для обеспечения единичного коэффициента передачи по току в схеме рис. 1.46 целесообразно выровнять статические потенциалы на коллекторах транзисторов VT1-VT2 путем введения в эмиттер VT3 цепи согласования потенциалов VDN1, например, так, как это сделано на рис. 1.48 в каскодном усилителе. + R1

R2 +Ec1

Вх.i1

Вх.i2

+ БУ

VT3

+1

Uкэ.1 Ey

VDN1

Вых

Uкэ.2=Uкэ.1

VT2

VT1

-

а) Рис. 1.48. Способ симметрирования статических режимов VT1-VT2 (а) и зависимость U см = f E y в ДУ на базе каскодного ДУ (б)

( )

(начало, окончание на с. ) 73

б) Рис. 1.48. Окончание (начало на с. ) В токовых зеркалах Вильсона [14] (рис. 1.49) влияние на Ki12 неидентичности статического режима транзисторов VT1-VT2 существенно ослабляется, т.к. здесь всегда U кб.1 ≈ 0,7 B , а U кб.2 = 0 .

µ( U кб.2 − U к.1) ∆U*эб

Рис. 1.49. Источники погрешности Ki12 в «токовых» зеркалах Вильсона Следует заметить, что в данной схеме внутренняя обратная связь транзистора VT3 достаточно слабо влияет на Ki12, а неидентичность статического режима VT1 и VT2 создает условия не для увеличения, как в схеме рис. 1.43, а для уменьшения Ki12 (рис. 1.50). Разброс входных характеристик ∆U*эб влияет на Ki12 так же, как и в схеме рис. 1.43.

74

vcc R2

I1

V1

out

1m

15 1

in VT3 TN15S V2 VOFF = 1-15 VT1 TN15S

VT4 TN15S

vee

0

а) Кi12 0.995

0.987

0.975

1

2

4

6

8

10

12

14

15

UКЭ3 , В

б) Рис. 1.50. Результаты компьютерного моделирования схемы Вильсона В модифицированной схеме Вильсона (рис. 1.51) обеспечивается более высокая идентичность напряжений коллектор-база транзисторов VT1 и VT4 ( U кб.1 = U кб.4 = 0 ). Как следствие, это уменьшает относительную нестабильность Ki12 в широком диапазоне изменения напряжения U кэ.3 = V2 .

75

а)

б) Рис. 1.51. Результаты компьютерного моделирования в среде PSpice модифицированной схемы Вильсона Симметрирование статического режима в другой схеме повторителя тока (рис. 1.52) обеспечивается путем целенаправленного изменения потенциала U y = U 2 на базе транзистора VT3.

76

а)

б) Рис. 1.52. Повторитель тока с управляемой цепью симметрирования статического режима VT1 и VT2 (а) и зависимость его K i12 = f ( U y ) Из рис. 1.52б следует, что для данной схемы имеется некоторое оптимальное значение U y = U опт = 10 B , при котором K i12 = 1 . Если зафиксировать потенциал U y = E (п−) (рис. 1.53), то единичная передача по току управляемой активной нагрузки (рис. 1.53а) обеспечивается при напряжении U кэ.2 = V2 = 17,5 B .

77

а)

б) Рис. 1.53. «Токовое» зеркало с неуправляемой цепью симметрирования напряжений Uкэ1 и Uкэ2 (а) и зависимость его K i12 = f ( U кэ 2 ) (б) Таким образом, широко применяемые в аналоговой микросхемотехнике управляемые активные нагрузки (повторители тока или «токовые» зеркала) существенно отличаются друг от друга по критерию режимной зависимости коэффициента передачи тока, который, как правило, не равен единице K i12 ≠ 1 . Однако при их рациональном построении АН и оптимальном выборе статического режима транзисторов, определяющих крутизну характеристики передачи тока, реализуются единичные значения K i12 = 1 , что позволяет обеспечить улучшение многих параметров аналоговых микросхем (Кос.сф, Uсм, Кпп и др.).

78

1.12. Ослабление синфазных сигналов в ДУ при несимметричном статическом режиме входных транзисторов Рассмотренные ранее выводы о предельных значениях составляющей Кос.сф.1 классического ДУ были получены при условии, что статический режим по напряжению коллектор-база (Uкб) входных транзисторов VT1-VT2 идентичен. Компьютерное моделирование ДУ (рис. 1.54а) показывает, что при существенной асимметрии режима по Uкб коэффициент деления тока общей эмиттерной цепи I 0 = I1 между эмиттерами VT1-VT2 может отличаться от единицы, что создает условия для ухудшения Кос.сф и коэффициента подавления помехи по питанию, увеличения напряжения смещения нуля Uсм. V1 5 R2 1

1

R1

V2

V9

0-5 2.5

in

VT1 VT2 TN15S TN15S

0

0

V6 5

I1 2m

К IЭ =

а)

I к2 при 2,5 В I к1

б)

в) Рис. 1.54. Схема измерений коэффициента деления тока I 0 = I1 между эмиттерами VT1-VT2 ( K iэ = I к2 / I к1 ) в ДУ (а) и графики зависимости K iэ = f (V2 ) при V9 = 2,5 B (б) и V9 = 4,3 B (в) 79

Неидентичность напряжений коллектор-база транзисторов VT1-VT2 ДУ с активной нагрузкой может быть учтена в рассмотренных выше форб мулах для Кос.сф путем режимных корректировок численных значений h11 б параметров транзисторов VT1-VT2. Однако пересчет влияния Uкб на h11 достаточно трудоемок. Поэтому более целесообразным является прямой расчет Кос.сф ДУ с учетом эффекта Эрли VT1-VT2 [6].

µ1U кб.1 µ 2 U кб.2

Рис. 1.55. К расчету составляющей Кос.сф ДУ с активной нагрузкой при несимметричном статическом режиме VT1, VT2 В эквивалентной схеме ДУ (рис. 1.55) с активной нагрузкой (ПТ1) введены источники э.д.с., моделирующие влияние коэффициентов внутренней обратной связи µ1, µ2 транзисторов VT1, VT2 на статический коэффициент деления тока I0 между VT1 и VT2 (Kiэ). Из уравнений Кирхгофа для схемы рис. 1.54 можно найти, что I µU − µ 2 U кб.2 K iэ = э1 = exp 1 кб.1 . (1.146) I э2 ϕт Если µ1 = µ 2 = µ , то µ∆U кб.1−2 K iэ = exp . (1.147) ϕт Для приращений коллекторных токов iк1, iк2 справедливо следующее соотношение i αi K *iэ = э1 ≈ K iэ = 1 к1 . (1.148) i э2 α 2i к2 80

Из уравнений (1.147) и (1.148) находим, что коллекторные токи iк1 и iк2 связаны с i0 функциями: µ∆U кб1− 2 exp α ϕт i к1 = i 0 2 . (1.149) µ∆U кб1- 2 α2 α1 exp 1+ α1 ϕт i 0 α1 α 2 i к2 = , (1.150) µ∆U кб1- 2 α1 + exp α2 ϕт где i 0 – приращение тока общей эмиттерной цепи i 0 ≈ u c y 0 при наличии синфазного сигнала uc1, у0 – выходная проводимость источника опорного тока. Поэтому приращение тока в нагрузке Rн, вызванное синфазным сигналом uс: µ∆U кб1− 2   exp 2   α1 α 2 α2 ϕт  . (1.151) iн = u c y0  − K i12.1  α1 + exp µ∆U кб1- 2 α12 1 + α 2 exp µ∆U кб1- 2   α 2  ϕт α1 ϕт Выходной ток ДУ для дифференциального сигнала u вх = u c1 − u c 2 : u вх iн = . (1.152) rэ1 + rэ2 Поэтому в общем случае с учетом влияния ∆U кб1− 2 коэффициент ослабления входных синфазных сигналов, обусловленный проводимостью y0: µ∆U кб1− 2   exp   Nα K i12.1 ϕт −1  , (1.153) − K ос.сф = 2 y 0 rэ  2 µ∆U кб1- 2  −1  N + exp µ∆U кб1- 2 Nα 1 + N α exp  α  ϕт ϕт α где N α = 1 , rэ = rэ1 ≈ rэ2 . α2 Если считать, что N α = 1, то

 2rэ y 0 µ∆U кб1- 2  ⋅ 1 − K i12.1 exp . µ∆U кб1− 2  ϕт  1 + exp ϕт При ∆U кб1− 2 / U э rэ1 ≈ rэ 2 , R вх.1 > rэ1 ≈ rэ2 , где rэ1 ≈ rэ2 – дифференциальное сопротивление эмиттерных переходов VT1, VT2. i к2 ≈

i1 2

Рис. 2.1. Собственная компенсация R1 в классическом ДУ Сумматор Σ1 обеспечивает передачу на выход ДУ приращений токов iк2 и i1, которые должны компенсировать друг друга: i н = i1K i 2 − 0,5i1K i1 = u c S cф , (2.1)

K i 2 − 0,5K i1 i н – крутизна ДУ по синфазному сигналу. = R1 uc Для получения нулевой передачи uс на выход ∑1 необходимо обеспечить следующее соотношение между коэффициентами усиления по току сумматора: 1 K i 2 = K i1 . (2.2) 2 Условие качественного усиления дифференциального сигнала также накладывает ограничение на параметры схемы R н K i1 >> 1 . rэ1 + rэ2 Минимизация влияния R1 на усиление дифференциального сигнала обеспечивается, если R1 >> rэ1 + rэ2 . На рис. 2.2 приведены примеры построения схем ДУ с архитектурой рис. 2.1. где S сф =

90

i1 2

iк3 ≈ i1

i1 2

i1 2

а)

б)

в)

г) i к1 ≈ i1

i к2 ≈ i1

i к3 ≈ i1

д) Рис. 2.2. Пример построения ДУ с собственной компенсацией R1 [17, 18] 91

Результаты компьютерного моделирования ДУ рис. 2.2г показаны на рис. 2.3б. I1 1mA

V1 1.4V

VT1 TP05S

V3 5V

VT3 VT4 TN05S TN05S

0 V4 1Vac 0Vdc

R2 1

0

R3 3.6k

0 VT7 TN05S

0

0

VT8 TN05S V6 5V V7 1.4V I3 2mA

а)

б)

Рис. 2.3. Компьютерная модель ДУ рис. 2.2г (а) и результаты ее исследований (б)

2.1.2. Дифференциальные усилители с симметричным выходом В тех случаях, когда ДУ имеет два выхода (рис. 2.4), условия собственной компенсации должны работать для каждого из выходов независимо друг от друга.

i к1 ≈ i1

i к2 ≈ i1

Рис. 2.4. Собственная компенсация R1 в ДУ с симметричным выходом Примеры синтеза ДУ, соответствующих обобщенной схеме рис. 2.4, приведены на рис. 2.5.

92

i к1 = i R1 2

i R1 2

i к2 =

i R1 2

i R1 2 i R1 2

i R1 2

а)

б)

Рис. 2.5. Примеры построения дифференциальных усилителей с симметричным выходом

2.1.3. Дифференциальные усилители с «токовыми зеркалами» Для усилителей данного подкласса характерно суммирование дифференциальных сигналов выходов Вых.1 и Вых.2 ДУ (рис. 2.6).

i1 2

i1 2

Рис. 2.6. Общий случай суммирования выходных синфазных и дифференциальных сигналов Поэтому коэффициенты передачи по току сумматора Σ1 по входам 1, 2, 3, (Ki1, Ki3, Ki2) должны удовлетворять условиям K i1 = −K i3 (2.3)  2 K = ( K − K ).  i2 i1 i3

93

В ряде случаев целесообразна организация каналов передачи тока i1 от входа 2 ко входам 1 и 3, а затем передача образовавшихся таким образом разностных сигналов на выход ДУ через «токовые зеркала». В этом случае у сумматора Σ1 должны быть следующие коэффициенты передачи K i1 = − K i 2  (2.4) K i 2.3 = 0,5 K  i 2.1 = 0,5. Примеры построения практических схем с архитектурой рис. 2.6 приведены на рис. 2.7. i к1 =

i к2 =

i R1 2

i R1 2

i к3 =

i R1 2

i1 2 i к4 =

i1 2

i1 2

i R1 2

i1 2 i1 2

i1 2

i вх.1 ≈ 0

i1 2

а)

ПТ1

б)

ПТ2 + R2 iр1

i1 2

i1 2 Вх.1 uc1

i1 2

VT1

R1

iр2 +Ес1 iр1

ПТ4

i1 ≈ i к3 2

VT4

uc2

VT2 i1

ПТ3

iр2

VT3

Вх.2

i1 ≈ i к6 2

R3

ПТ5

Вых. iр1

-Кi12.5 -

в)

г)

Рис. 2.7. Примеры построения ДУ с архитектурой рис. 2.6

94

i1 ≈ i к4 2

2.1.4. Дифференциальные усилители с параллельным компенсирующим каналом В структурной схеме рис. 2.8 для минимизации влияния резистора R8 на Кос.сф предусмотрен специальный компенсирующий канал на транзисторах VT3 и VT4 и резисторах R1* и R1** .

i1*

i1*

i1 2

i1 2

i1**

i1**

Рис. 2.8. Архитектура ДУ со взаимной компенсацией сопротивлений R1 и R1* , R1** Коэффициенты передачи сумматора сигналов Σ1 должны удовлетворять условиям  R1*  K i 4 .1 = −  2R1 (2.5)  ** R1  K = − i 2 . 3  2R1  R 1*  K i 4 .3 = −  2R1 (2.6)  ** R1  K = − i 2 . 1  2R1 При этом для усиления дифференциального сигнала необходимо обеспечить K i1 = − K i3 . Возможна также организация компенсирующих каналов с передачей сигналов со входов 4 и 2 непосредственно на выход ДУ. Пример построения ДУ данного подкласса приведен на рис. 2.9.

95

Рис. 2.9. Пример построения ДУ с архитектурой рис. 2.8 [74]

2.1.5. Архитектура каналов компенсации в ДУ с местной отрицательной обратной связью для дифференциального сигнала Схемы ДУ с местной обратной связью для дифференциального сигнала (рис. 2.10) также относятся к числу базовых и широко применяются в аналоговых перемножителях сигналов, ОУ, стабилизаторах напряжения, компараторах.

Рис. 2.10. Базовая архитектура каналов компенсации в ДУ с местной отрицательной обратной связью Определим требования к коэффициентам передачи по току сумматора ∑1, при которых уменьшается влияние резисторов R 1 ≈ R 2 на ослабление синфазных сигналов. 96

Приращение тока в нагрузке Rн зависит от элементов схемы рис. 2.10 и входного синфазного сигнала u c = u c1 = u c 2 следующим образом: i н = u c S сф , (2.7) где Sсф – крутизна преобразования uс в iн. Причем при K i3.2 = K i 4.1 = 0  K − K i 2 K i 4 − K i1  S сф = u c  i3 + (2.8) . R R   2 1 Формула (2.8) позволяет определить общее условие компенсации влияния резисторов R1 и R2 на Sсф: K i3 − K i 2 K i1 − K i 4 . (2.9) = R2 R1 Для собственной компенсации R1 и R2 необходимо обеспечить K i 3 = K i 2 . (2.10)  K = K  i1 i4 Это означает, что при идентичных токовых усилениях по инвертирующим и неинвертирующим входам 3 и 2, 1 и 4 резисторы R1 и R2 не влияют на Sсф и могут выбираться достаточно низкоомными. Примеры построения схем, удовлетворяющих условиям (2.10), приведены на рис. 2.11а, в.

i к2 ≈ i R2

i к1 ≈ i R1

i к1 = α1i R2

i к4 ≈ i R2

i к2 = α 2i R3

α 3i R3

i к3 ≈ i R1

α 4 i R3

i Д1 ≈ i R1

а)

б)

Рис. 2.11. Собственная компенсация R1, R2 в ДУ [16] (начало, окончание на с.)

97

i к1 ≈ i1

i к2 ≈ i1*

в) Рис. 2.11. Окончание (начало на с. ) Два условия менее перспективной взаимной компенсации влияния на Кос.сф R1 и R2 имеют следующий вид K i 2 = K i 4 = 0  (2.11) K i3 R 2 , =  K i1 R 1  K i3 = K i1 = 0  K i2 R 2 . =  K i4 R 1  Пример построения такого ДУ показан на рис. 2.12.

Рис. 2.12. ДУ со взаимной компенсацией R1 и R2 98

(2.12)

Формулам (2.11) и (2.12) также удовлетворяет достаточно широкий спектр схемотехнических решений ДУ. Следует, однако, заметить, что взаимная компенсация R1 и R2 (2.11) и (2.12) имеет более высокую чувствительность к нестабильности этих элементов (технологический разброс, температурные эффекты, старение и т.п.). В схемах ДУ с двумя выходами условия (2.9) должны работать для каждого выхода независимо. Примеры синтеза таких схем показаны на рис. 2.13. i к1 = α1i R2

i R2 (α1 − α 3 )

i R3 (α 2 − α 4 )

i к2 = α 2i R3

α 3i R2

а)

α 4i R3

б)

в) Рис. 2.13. Примеры построения мультивыходных ДУ со взаимной (а) и собственной (б) компенсацией Особенность обобщенной схемы рис. 2.14 состоит в том, что здесь обеспечивается взаимная компенсация сопротивлений R1 и R4 (R2 и R5) относительно выходов. 99

Рис. 2.14. Архитектура ДУ с параллельным каналом взаимной компенсации резисторов R1 и R4 (R2 и R5) Подсхема выделения синфазного входного напряжения ДУ Σс обеспечивает единичную передачу uс в узел 3 ( u Σ = u c ). Для этого необходимо иметь коэффициенты передачи напряжения K 13 = 1 K = 1  23 (2.13)  * K = 1  13 K * = 1  23 В данном случае дополнительным условием взаимной компенсации токов через R1 и R4 (R2 и R5) будут равенства R4=R1, R2=R5. Примеры построения ДУ данного подкласса приведены на рис. 2.15.

а) б) Рис. 2.15. Примеры построения подсхемы выделения синфазного сигнала Σс (начало, окончание на с. ) 100

в) Рис. 2.15. Окончание (начало на с. ) В общем случае подсхема выделения синфазного сигнала Σс может иметь два потенциальных выхода, каждый из которых «обслуживает» соответствующий токовый выход ДУ – создает компенсирующий ток. Примеры построения ДУ с данной архитектурой показаны на рис. 2.16.

а)

б)

в) г) Рис. 2.16. Способы взаимной компенсации импедансов двухполюсников в ДУ с мультивыходной подсхемой выделения синфазного сигнала (начало, окончание на с. ) 101

д) Рис. 2.16. Окончание (начало на с. ) В усилителях с местной отрицательной обратной связью возможно также применение ранее рассмотренных (рис. 2.8) параллельных каналов взаимной компенсации влияния токостабилизирующих резисторов на Кос.сф. Примеры таких схем показаны на рис. 2.17.

а)

б) Рис. 2.17. ДУ с параллельным каналом взаимной компенсации резисторов (начало, окончание на с. ) 102

в) Рис. 2.17. Окончание (начало на с. ) В схеме рис. 2.18 для организации канала взаимной компенсации используются токовые зеркалаVT4-VT5.

Рис. 2.18. ДУ с каналом взаимной компенсации на «токовых зеркалах»

2.1.6. Дифференциальные усилители со структурой µА741 Схема входного каскада с архитектурой ОУ µА741 относится к числу базовых (рис. 2.19). Поэтому достаточно актуальным является вопрос об условиях компенсации влияния резистора R1 на Кос.сф в данном ДУ. Для определения условий получения нулевой проводимости передачи синфазного сигнала S сф = 0 в ДУ рис. 2.19 найдем выходной ток iн: i н = u c S сф ,

(2.14)

где S сф = K i 2 − K i1 . 103

Σ1

i к1

i1

а)

б)

Рис. 2.19. Архитектура каскодного ДУ на комплементарных транзисторах (а) и пример его построения [17] Из (2.14) следует, что собственная компенсация R1 возможна при K i 2 = K i1 . (2.15) Данному уравнению удовлетворяет достаточно большое число схемотехнических решений ДУ на «токовых зеркалах» и «перегнутых» каскодах.

+

VT1

VT2

Вх.2

i1

uс1

+Ec1

VT5

+ Вх.1

i1

i к4 ≈ i1

uс2 VT4

VT6

i к7 ≈ i1

i к9 ≈ i1

Вых.

i к8 ≈ i1

Rн

i1 VT3

i к1 ≈ i1

R2

i1

i к10 ≈ i1 i к6 ≈ i1

i к5 ≈ i1

-Ec2

R1 i1 i1

R3 -

а)

б) Рис. 2.20. ДУ с повышенным Кос.сф

Наиболее простые реализации компенсирующего канала в ДУ с архитектурой µ А741 возможны в соответствии с функциональной схемой рис. 2.21. 104

i пт2 ≈ i1

а)

б)

Рис. 2.21. Архитектура ДУ с собственной компенсацией R1 (а) и пример ее построения (б) Погрешности компенсации зависят от коэффициента передачи по току токового зеркала ПТ2. В идеальном случае необходимо, чтобы K i12.2 = 1 (2.16)  K i12.1 = 1, где Ki12.1 – коэффициент передачи подсхемы ПТ1. На рис. 2.22 приведены примеры построения дифференциальных усилителей с архитектурой µ А741.

i к1 ≈ i1

i к4 ≈ i1

i к1 ≈ i1

i пт1 ≈ i1

i к5 ≈ i1

i к6 ≈ i1

а) б) Рис. 2.22. Схемы ДУ с повышенным Кос.сф 105

2.1.7 Классические комплементарные ДУ Рассмотрим базовые варианты построения компенсирующих каналов в комплементарных ДУ, представляющих собой параллельное (по входу) соединение двух дифференциальных каскадов на n-p-n и p-n-p транзисторах. 2.1.7.1. Условия взаимной компенсации импедансов токостабилизирующих двухполюсников общей эмиттерной цепи Условия взаимной компенсации влияния R1, R2 на Кос.сф для схемы рис. 2.23 можно получить из уравнения для тока ее нагрузки: i н = 0,5i 2 K i1 + 0,5i1 K i 2 , (2.17) u u где i1 ≈ c ; i 2 ≈ c . R1 R2 ПТ1 R1 i1

+

VD1 VT6

i к1 ≈ 0,5i 2

i пт1 ≈ 0,5i 2

+

i2 2

VT1

Вх.1

VT3

VT4

Вых.

VT2

uс1

iвых

Вх.2 uс2

-

Rн

i к5 ≈ 0,5i1

VT5

-Ec1

i2

i1 2

R2

i к4 ≈ 0,5i1

2

R3 -

а)

б)

Рис. 2.23. Архитектура комплементарного ДУ со взаимной компенсацией R1 и R2 (а) и пример его построения (б) [18] Таким образом,

i н = u c S сф ,

K i1 K + i2 . 2R 2 2R 1 Нулевая передача синфазного сигнала uс на выход сумматора Σ1 обеспечивается, когда K i1 R (2.18) =− 2 . K i2 R1 Если положить, что R 2 = R 1 , то для их взаимной компенсации следует иметь K i1 = −K i 2 .

где S сф =

106

Таким образом, в архитектуре рис. 2.23 необходимо выбрать одинаковые по величине, но противоположные по знаку коэффициенты усиления по току для входов 1 и 2 сумматора Σ1. В частном случае (рис. 2.23б) ограничения (2.18) сводятся к синтезу сумматора сигналов на основе токовых зеркал (ПТ1) и «перегнутых» каскодов. Симметричные схемы с четырьмя выходами. Введение последовательно с R1 и R2 делителей тока ДТ1, ДТ2 (рис. 2.24) создает предпосылки для взаимной компенсации R1 и R2 в схемах с четырьмя выходами.

Рис. 2.24. Архитектура комплементарного ДУ с симметричными выходами В качестве ДТ1, ДТ2 могут применяться делители тока как на резисторах, так и на p-n переходах. Основное требование к ДТ1-ДТ2 – стабильность их коэффициентов передачи Ki1.2, Ki1.3. При R1=R2 эти коэффициенты должны удовлетворять условиям: K i1.2 = K i1.3 = 0,5 . (2.19)

107

Вых.i1

Вых.i2

iвых.1

iвых.2 R5 R6 i5

iк2

Вх.1

VT1

i6 i4

VT2

uc1

i1 iк1

iвых.*1

R4

iк3

VT3

VT4

Вх.2 uc2

R1

R2

R3

iк4

i3

i2

iвых.*2

Вых.*i1

Вых.*i2

а)

б)

Рис. 2.25. Примеры построения практических схем Основные достоинства комплементарных ДУ с архитектурой рис. 2.24: – наличие противофазных выходов, согласованных как с шиной положительного, так и шиной отрицательного источников питания; – потенциальная возможность построения ДУ с предельным диапазоном изменения uс, близким к напряжению питания.

2.1.7.2. Дифференциальные усилители с четырехканальным сумматором Введение дополнительных каналов передачи токов через резисторы R1 и R2 на выход ДУ (рис. 2.26) существенно расширяет (в отличие от ДУ рис. 2.23) число возможных вариантов его построения. Для получения условий эффективного подавления синфазного сигнала в комплементарном ДУ (рис. 2.26), имеющем сравнительно низкоомные резисторы R1÷R2 в общей эмиттерной цепи, уравнение для тока нагрузки iн, обусловленного входным синфазным напряжением u c = u c1 = u c 2 : i н = i1 K i1 − i к 4 K i 2 − i к 3 K i3 + i 2 K i 4 , (2.20) где K ij – коэффициент передачи по току для j-го входа сумматора ∑1: u u (2.21) i1 ≈ c ; i 2 ≈ c , i к 4 ≈ 0,5i 2 ; i к3 ≈ 0,5i1 . R1 R2

108

Рис. 2.26. Обобщенная схема компенсации влияния R1, R2 на синфазном сигнале Из (2.20) и (2.21) находим, что i н = S сф u c ,

(2.22)

K i1 − 0,5K i3 K i 4 − 0,5K i 2 , (2.23) + R1 R2 где Sсф – крутизна передачи по синфазному сигналу. Из (2.23) можно определить независимые условия, при которых обеспечивается собственная компенсация влияния резисторов R1 и R2 на Кос.сф: 2K i1 = K i3  (2.24) . 2K i 4 = K i 2  Таким образом, при выборе коэффициентов передачи сумматора сигналов Σ1 в соответствии с (2.24) коэффициент ослабления синфазных сигналов комплементарного ДУ рис. 2.26 существенно повышается. Это позволяет обойтись без традиционных источников опорного тока и использовать вместо них сравнительно низкоомные резисторы R1 и R2. В более общем случае условия собственной и взаимной компенсации R1 и R2 в схеме рис. 2.26 имеют вид: K i1 − 0,5K i3 R 1 . (2.25) = 0,5K i 2 − K i 4 R 2 Формула (2.25) является основой для синтеза комплементарных ДУ рассматриваемого класса. Условия менее перспективной – взаимной компенсации резисторов R1 и R2 можно получить из уравнений (2.23) S сф =

109

K i 3 = K i 4 = 0  ,  K i1 K i 2 = R  1 2R 2

(2.26)

K i1 = K i 2 = 0  (2.27)  K i3 K i 4 . =  2R  1 R2 Схемы с сумматором сигналов на «перегнутых» каскодах. Частным случаем практической реализации ДУ с архитектурой рис. 2.26 является схема рис. 2.27, в которой суммирование сигналов обеспечивается каскадами с общей базой. + R3

iк1

R1

iэ5 i1

VT5 +

Вх.1

VT1

VT2

uс1

R4

VT3

VT6

VT4

-

iэ6

iк6

Вх.2

iк5 +Ec1

iн

uс2

iк7 -Ec2

iк8

Вых. Rн

+ R2

iк2

i2

VT7

VT8

R5

R6 -

а)

б) Рис. 2.27. Схема ДУ с сумматором на «перегнутых» каскодах (а) и результаты ее моделирования (б) [19] Предельные значения Кос.сф в схеме рис. 2.27 определяются погрешностью деления токов в эмиттерной цепи транзисторов VT5, VT7, которая зависит от статического режима VT5, VT7 по напряжению коллектор-база (Uкб). Для дальнейшего повышения Кос.сф необходимо применять схемотехнические методы симметрирования Uкб транзисторов VT5-VT8. Примеры построения таких схем показаны на рис. 2.28. 110

+ R3

R4 iэ9

+Ec1 VT5

2i1 i2

R1

VT6

VT9

iк5

Вх.1

VT1

VT3

VT4

+1

VT2

uс1

Вых.(+)

Вх.2

Вых.(-)

uс2 -

VT7

i1

R2

Вых. ПН2 +1

iк7 2i2

iк9

ПН1

+

iк10

VT8

VT10

-Ec2

R5

α 3i1

R6 -

а)

б) +

+

R1 Вх.(-)1 VT1

R3

R4

VT5

VT7 VT8

Вх.(+)2 VT3

VT4

VT13 +Ec1

VT2

-

+ VT11

R2

-Ec2 VT6

VT9

VT12

-

Вых.

VT14 VT10

R5

R6 -

в) Рис. 2.28. Схемы ДУ с повышенным Кос.сф [19] Другие модификации ДУ с сумматорами сигналов на основе каскадов с общей базой приведены на рис. 2.29–2.30.

111

+

2i2

R1 VT2

Вх.1 uс1

VT1

i2

R3

i2

R4

VT5

i1

i4

VT3

Вх.2

VT4 -

uс2

i1

+Ес1 i1

Вых.

iн

Rн

i2 -Ес2

i2 2i1 R2

VT6

i1

R5

i1

R6 -

а)

i к6 2 ≈ i1

i к5 ≈ i 2

i к6 ≈ i1

i к4 ≈ i 2

б) Рис. 2.29. Примеры построения ДУ с резистивными сумматорами сигналов (начало, окончание на с. )

112

i1 2

i1 2 i2 2

i2 2

i2 2

i1 2

i2 2

i1 2

i2 2 i2 2

i1 2

в) Рис. 2.29. Окончание (начало на с. ) + ПТ1

i2

i2 R1

-

Вх.1

VT2

VT5

+

VT3

VT1

uс1

+Ес1

i1

i1 i2 2

R3

Вх.2 VT4

uс2

i2

iн

Вых.

Rн

i1

i1 2 ПТ2

VT6

R2

i2

i2

+

i1

-Ес2

i1 i2

R4 -

а)

б) Рис. 2.30. ДУ с сумматором сигналов на основе каскадов с общей базой (а) и результаты его моделирования (б) 113

Схемы ДУ с сумматором сигналов на «токовых зеркалах». В качестве сумматоров сигналов, обеспечивающих условия для взаимной компенсации сопротивлений резисторов R1 и R2 (2.26), (2.27), могут применяться классические токовые зеркала (рис. 2.31).

i2 2 i2 2

i1 2

i1 2

i2 2

i1 2

а)

i к2 ≈ i1

i пт1 ≈ 2i1 i пт2 ≈ 2i 2 i пт3 ≈ 2i 2

i пт4 ≈ 2i1 i к4 ≈ i 2

б) Рис. 2.31. Схемы ДУ с сумматорами сигналов на «токовых зеркалах» (начало, окончание см. на с. ) [20] 114

в) Рис. Окончание (начало см. на с.) Необходимые значения коэффициентов передачи по току, при которых минимизируется влияние R1 и R2 на Кос.сф, устанавливаются за счет параллельного включения нескольких транзисторов.

2.1.8. Комплементарные дифференциальные каскады с местной обратной связью Симметричные схемы. Одна из составляющих Кос.сф классических ДУ определяется выходным сопротивлением источников опорного тока, которое для современных интегральных СВЧ-транзисторов при миллиамперных токах лежит в пределах 20÷60 кОм. Поэтому иногда целесообразно (особенно в схемах с низковольтным питанием) отказаться от традиционного построения цепей установления статического режима ДУ и использовать для повышения Кос.сф предлагаемые ниже схемотехнические решения. В схеме ДУ рис. 2.32 отсутствуют классические транзисторные источники опорного тока, а режим его активных элементов устанавливается резисторами R1=R2=R3=R4. Другая группа резисторов R5, R5 определяет крутизну преобразования входного дифференциального напряжения uвх=uс1–uс2 в выходные токи ДУ. Основная особенность ДУ рис. 2.32 состоит в том, что в его выходных узлах происходит вычитание близких по величине токов, обусловленных синфазным сигналом: i вых.1 = i к 2 − i1 , i вых.2 = i к 3 − i 2 , (2.28) i *вых.1 = i 3 − i к1 , i *вых.2 = i 4 − i к 4 , 115

причем

i вых.1 = u c (α 2 y 3 − y1 ), i вых.2 = u c (α 3 y 4 − y 2 ) ,

(2.29)

i *вых.1 = u c ( y 3 − α1 y1 ), i *вых.2 = u c ( y 4 − α 4 y 2 ), где α i – коэффициент усиления по току эмиттера i-го транзистора. iвых.1 Вых.i1

+

iвых.2 Вых.i2

i1

i2 iк3

iк2

R1

R2 Вых.i1

R5

Вых.i2 iвых.2

iвых.1 Вх.1(+)

VT1

VT2

VT3 VT4 R6

Вх.2(-)

i2

i1 R1

iк2

uc2

uc1 i3 iк1

i4

R3

Вх.1(+)

iк4

R2

VT3

VT4

R6

Вых.* i2 -

Вх.2(-) uc2

iк1

* iвых.1 * iвых.2

VT2

iк3

uc1

R4

Вых.* i1

VT1

R5

R3

iвых.*1

i3

i4

R4

iк4

iвых.*2

а) б) Рис. 2.32. Архитектура комплементарных дифференциальных усилителей со взаимной компенсацией резисторов R1-R4 [21,22] Если обеспечить идентичность проводимостей резисторов R1-R4 (у1=у2=у3=у4), то при α i = 1 в ДУ будут отсутствовать составляющие выходных токов iвых., обусловленные входным синфазным сигналом. Так, для несимметричного выхода Вых.i1 α 2 y 3 − y1 −1 (2.30) К ос ≈ R 6(α 2 y 3 − y1 ) . .сф ≈ y 21.1 Более высокое ослабление синфазных сигналов (100 ÷ 120 дБ) обеспечивается в схемах ОУ, использующих суммирование токов всех четырех выходов ДУ [13, 14]. Важнейшее свойство ДУ рис. 2.32, которое наиболее ярко проявляется при его использовании в структуре ОУ с функцией rail-to-rail по входу, – широкий допустимый диапазон изменения синфазного сигнала (uc.max) – практически равный напряжению питания (Еп). Следует обратить внимание, что построение высокоэффективных входных дифференциальных каскадов с u c. max = ± E п относится к числу нерешенных проблем современной аналоговой микросхемотехники. Для построения дифференциальных усилителей с функцией rail-to-rail по входу при низковольтном питании, используются каскады с переключаемыми (синфазным сигналом) источниками опорного тока. Однако они характеризуются повышенным уровнем нелинейных искажений. 116

В схеме рис. 2.32 имеется два канала усиления, причем при u c( + ) = E п( + ) происходит самовыключение одного канала на p-n-p транзи-

сторах, а при u (c−) = E (п−) самовыключается канал на n-p-n транзисторах. При этом суммарное усиление дифференциального сигнала в ДУ несколько уменьшается. Однако это несущественно для многих применений ДУ в системах с глубокой обратной связью. Таким образом, ДУ рис. 2.32 имеет более высокий, чем классические ДУ, диапазон изменения входного синфазного сигнала. На рис. 2.33 приведены структурные схемы несимметричных ДУ, в которых также реализуется эффект взаимной компенсации.

а) + -Кi12.1

+

VT3

R5

VT4

Вх.2 VT2

R3 i3

ПТ2

i4

R2

R6

uc1 VT1

i4

i2

R1 Вх.1

ПТ1 i3

+

i1

i3

-Кi12.2

uc2

Вых.

Вых.

i2

i1

R4 i4 VT5

i2 -

i1

VT6 -Ес1

R7

R8 -

б) Рис. 2.33. Архитектура несимметричных ДУ 117

2.1.9. Комплементарные ДУ с многоканальной компенсацией Условия компенсации влияния резисторов в модифицированном комплементарном ДУ рис. 2.34 можно получить из уравнения для выходного тока сумматора Σ1. Для упрощения анализа будем считать, что сопротивления резисторов R5 и R6 превышают сопротивления эмиттерных переходов транзисторов, а резисторы R 1 ≈ R 2 ≈ R 3 ≈ R 4 незначительно отличаются друг от друга.

Рис. 2.34. Комплементарный ДУ с многоканальной компенсацией Тогда условия компенсации влияния резисторов левого плеча ДУ (R1, R3) находятся из системы уравнений: i н = i *вых.1 K i 4 − i вых.1 K i1  , (2.31) i вых.1 = i 3 − i 1 * i вых.1 = i 3 − i 1 u u где i 3 ≈ c ; i1 ≈ c . R3 R1 Следовательно, ток в нагрузке Rн: i н = u c S сф , (2.32) где Sсф – крутизна передачи синфазного сигнала со входов на выход. Причем R − R1 . (2.33) S сф = (K i1 − K i 4 ) 3 R 1R 3 Таким образом, при идентичных коэффициентах передачи по току K i1 = K i 4 разброс резисторов R1 и R3 в схеме рис. 2.34 не влияет на ослабление синфазного сигнала. Если K i1 ≠ K i 4 , то передача синфазного сигнала со входа ДУ на выход сумматора Σ зависит от разброса резисторов R1 и R3. Аналогичные выводы можно сделать и для резисторов R2, R4. 118

Условия (2.33) работают и для схем с несколькими выходами. Выходы дифференциальных каскадов рис. 2.34, согласованные с шинами источников питания, могут подключаться к различным типам промежуточных каскадов. При этом в промежуточных каскадах рис. 2.35 и 2.36 обеспечивается многоканальная компенсация погрешностей усиления синфазного сигнала, связанных с его неполным подавлением во входных дифференциальных каскадах рис. 2.24 и 2.25. Многоканальная компенсация реализуется также на базе структурных схем рис. 2.24 и 2.25. Примеры построения ДУ с такой архитектурой показаны на рис. 2.35 и 2.36.

а)

б) Рис. 2.35. Примеры построения ДУ с многоканальной компенсацией погрешностей усиления синфазного сигнала (начало, окончание см. на с. ) 119

ПТ1

+

R2

R3

i0

i0 2i0

VT4

VT1

uс1 i

i*0

Вх.2

VT2 i

0

2i*0

R1*

R2*

iн Rн

0

i0

R3* i*0

Вых.

uс2 *

i0

K i1 (i*0 − i0 )

R1

VT3

Вх.1

*

VT5

VD2

VD1

ПТ2

K i 2 (i*0 − i0 )

i*0 VD2*

VD2

VT6 -

в) i1*

i1*

2i1

K i1 (i*i − i1 )

2i1*

K i 2 (i*i − i1 )

i1*

i1*

г) Рис. 2.35. Окончание (начало см. на с. )

120

а)

б)

+ R1

R7

R8

R2

+Ес2

VT3 Вх.1 VT2

VT4

R5

Вх.2

ПТ1 VT1

Вых.

-

VT5

VT6

R6 VT7

VT8

R3

R4

R9

-Ес2

R10 -

в)

г)

д)

е)

Рис. 2.36. Дифференциальные усилители с повышенным Кос.сф 121

Таким образом, собственная и взаимная компенсация в ДУ основных классов позволяет снизить требования к величине выходной проводимости цепей установления статического режима. В результате в ДУ с предлагаемой архитектурой возможно применение сравнительно низкоомных резисторов вместо традиционных источников опорного тока. Такое решение особенно перспективно в микросхемах с низковольтным питанием.

2.2. Дифференциальные каскады с цепями взаимной компенсации ошибок преобразования синфазных сигналов и э.д.с. смещения нуля при неидеальных активных нагрузках Применение с 1960–1970 гг. в дифференциальных каскадах активных нагрузок (АН) (или повторителей тока (ПТ)) существенно повлияло на качественные показатели аналоговых микросхем – коэффициент усиления при небольшом числе каскадов, энергетические параметры, быстро действие и т.п. Однако повторители тока создали ряд проблем для разработчиков прецизионных операционных усилителей (ОУ) – отличие от единицы их коэффициента передачи по току оказывает отрицательное влияние на э.д.с. смещения нуля (есм), коэффициент ослабления входных синфазных сигналов (Кос.сф), коэффициент подавления помехи по питанию (Кпп). На рис. 2.37 приведены три типовые структуры входных каскадов ОУ на базе повторителей тока. Существенная особенность дифференциальных усилителей рис. 2.37 – наличие у них как минимум двух основных каналов передачи сигнала (Р1 и Р2). Если эти каналы идентичны, то следует ожидать, что такая схема ДУ характеризуется высокой симметрией и, как следствие, обладает эффектом взаимной компенсации их погрешностей.

а) б) Рис. 2.37. Базовая архитектура входных каскадов операционных усилителей (начало, окончание см. на с.) [23] 122

в) Рис. 2.37. Окончание (начало см. на с. ) К симметричным архитектурам следует отнести схему рис. 2.37б, а в схемах рис. 2.37а и 2.37в число повторителей тока по первому каналу усиления (Р1) отличается от числа повторителей тока во втором канале (Р2). Поэтому схемы рис. 2.37а и 2.37б относятся к числу потенциально несимметричных, характеризующихся более высокими статическими погрешностями.

2.2.1. Способы компенсации э.д.с. смещения нуля и повышения Кос.сф ДУ с несимметричным включением активной нагрузки Потенциальная возможность уменьшения статических погрешностей классических ДУ рис. 2.37а, в за счет введения специальных компенсирующих каналов поясняется рис. 2.38.

а) Рис. 2.38. Способы компенсации э.д.с. смещения нуля и повышения Кос.сф ДУ с несимметричным включением активной нагрузки ПТ1 (начало, окончание см. на с. ) 123

+

ПТк -Ki12.к +

I5

5

ДК1 Вх.(+)1 uвх

1

-S15

Iк I6

I*1

6

S16

S25

S14

3

Вх.к

Kiк -S26

S23

-S13

Iр=Iк-I6

-S24

Вх.(-)2 2

4 I1

I3 ПТ1 -K i12.к

I4 -

Iпт1

Вых. Rн

Iн.ош -

б) Рис. 2.38. Окончание (начало см. на с. ) В архитектуре рис. 2.38а, которая включает различные типовые параллельно-балансные каскады (ДК1) и основную активную нагрузку (ПТ1), предусмотрен дополнительный повторитель тока ПТк, идентичный основному ПТ1, а также канал передачи выделенной таким образом ошибки усиления сигнала (Iр) на выход каскада (Вых). Отличие архитектуры рис. 2.38б от рис. 2.38а состоит в том, что повторитель тока (ПТк) канала компенсации и базовый повторитель тока ПТ1 «привязаны» к разным шинам питания. В архитектурах рис. 2.39, которые являются двухтактными, также обеспечивается компенсация статических погрешностей, возникающих изза неидентичности двух каналов передачи входных сигналов.

а) Рис. 2.39. Способы введения компенсирующих каналов в ДУ с двухтактными выходными каскадами (начало, окончание см. на с.) 124

б)

в) Рис. 2.39. Окончание (начало см. на с. ) Рассмотренная выше концепция введения компенсирующих каналов может быть положена в основу построения большого числа различных модификаций дифференциальных каскадов с малыми статическими погрешностями, обусловленными влиянием повторителей тока, синфазным сигналом и изменением напряжений питания. 125

2.2.2. Классический дифференциальный усилитель с активной нагрузкой В современной микроэлектронике широкое применение находят дифференциальные усилители, реализованные на основе токового зеркала, включенного в цепь нагрузки входного параллельно-балансного каскада (ВПБК) [2]. Для установления их статического режима, как правило, применяются транзисторные источники опорного тока в общей эмиттерной цепи ВПБК. Однако данное схемотехническое решение становится малоэффективным в аналоговых микросхемах с низковольтным питанием. Во-первых, классические транзисторные источники опорного тока (ИОТ) на современных интегральных транзисторах при миллиамперных токах эмиттера имеют сравнительно невысокое выходное сопротивление (15÷30 кОм). Во-вторых, применение классических ИОТ отрицательно сказывается на допустимом диапазоне изменения входного синфазного сигнала Uсинф.max, которые «съедают» 0,6÷0,7 В от Uсинф.max. С другой стороны, замена ИОТ на токостабилизирующий резистор R1 в большинстве случаев неприемлема, так как невысокие значения сопротивления R1 существенно ухудшают подавление помехи по питанию Кпп, а также коэффициент ослабления синфазных сигналов (Кос.сф). Применение рассмотренного выше принципа компенсации ошибки позволяет повысить Кпп и Кос.сф. Причем высокие значения Кпп обеспечиваются при построении цепи стабилизации статического режима ДУ на основе сравнительно низкоомного резистора R1. Рассмотрим работу предлагаемого ДУ рис. 2.40 при изменении Е2. Увеличение напряжения питания E2 на величину е2 приводит к увеличению тока через резистор R1 e i R1 ≈ 2 . (2.34) R1

iΣ

Рис. 2.40. Способ уменьшения статических погрешностей ДУ без транзисторного источника опорного тока в эмиттерной цепи [24] 126

Ток iR1 перераспределяется между эмиттерами транзисторов VT1, VT2,VT3 и VT4. 0,25е 2 i э1 = i э2 = i э3 = i э4 = 0,25i R1 ≈ . (2.35) R1 Поэтому коллекторные токи транзисторов VT1, VT2,VT3 и VT4: i кn = α n i эn (n = 1,2,3,4) , (2.36) где α n ≈ 1 – коэффициент усиления по току эмиттера n-го транзистора. Выходные токи токовых зеркал ПТ1 и ПТ2 связаны с их входными токами через коэффициенты передачи по току K i12.1 ≈ 1 и K i12.2 ≈ 1 e α i ПT1 = K i12.1i к4 = K i12.1α 4i э4 = 4 K i12.1 2 , (2.37) 4 R1 i ПT2 = K i12.2i Σ , где i Σ = i к3 + i к1 − i ПT1 – входной ток токового зеркала ПТ2. Таким образом, «паразитный» ток в нагрузке Rн, обусловленный изменением напряжения питания e2 е i н = 2 (α 2 − K i12.2 α 3 − K i12.2 α1 + K i12.2 K i12.1α 4 ) . (2.38) 4R1 Если учесть, что элементы схемы имеют высокую идентичность ( α1 = α 2 = α 3 = α 4 ≈ α ≈ 1 , K i12.1 = K i12.2 = K i ≤ 1 ), то из последнего уравнения можно получить, что е α i н ≈ 2 (1 − K i ) 2 = S п.з e 2 , (2.39) 4R1 где Sп.з – крутизна преобразования приращения напряжения питания e2 в паразитный ток нагрузки в предлагаемом ДУ. В классическом ДУ ток в нагрузке Rн, обусловленный изменением напряжения питания е α i*н ≈ 2 (1 − K i ) = Sп.п e 2 , (2.40) 4R1 где Sп.п – крутизна преобразования приращения напряжения питания e2 в ток нагрузки классического ДУ, не содержащего канала компенсации. Таким образом, в предлагаемом усилителе существенно ослабляется влияние нестабильности напряжения питания e2 на ток в нагрузке. Причем крутизна преобразования e2 в iн в схеме рис. 2.40 в А-раз меньше, чем в классической схеме, где 1 A= >> 1 . (2.41) 1 − Ki Приращение тока iн, вызванное нестабильностью e2, можно преобразовать в соответствующее ему изменение э.д.с. смещения нуля (eсм) и соответствующий ему коэффициент подавления помехи по питанию (Кпп)

127

S iн , K п.п = d , (2.42) Sd Sп где Sd – крутизна преобразования дифференциального напряжения в выходной ток ДУ; Sп – крутизна преобразования приращения напряжения питания в выходной ток ДУ. Поэтому даже при одинаковых значениях крутизны Sd предлагаемого и известного ДУ ( S d.з = S d.п ) в схеме рис. 2.40 в А-раз повышается коэффициент подавления помехи по питанию. Аналогично можно показать, что в А-раз повышается и коэффициент ослабления входных синфазных сигналов. Полученные выше выводы подтверждаются результатами моделирования Кпп предлагаемой схемы в среде PSpice (рис. 2.41). Здесь и далее при моделировании использовались параметры интегральных транзисторов ФГУ НПП «Пульсар». e см =

Рис. 2.41. Зависимость Кпп предлагаемого ДУ от частоты при различных коэффициентах передачи по току ПТ1, ПТ2 при R1=5КОм [1] При коэффициентах передачи токовых зеркал ПТ1 и ПТ2 (Gain=0,9) выигрыш по Кпп достигает 26 дБ. Если коэффициенты передачи ПТ1 и ПТ2 имеют значение 0,95, то выигрыш по Кпп – 31,7 дБ. При Gain=Ki12.1=Ki12.2=0,99 предлагаемое техническое решение увеличивает Кпп на 46 дБ, т.е. более чем в 100 раз.

2.2.3. Дифференциальные усилители на основе «перегнутого» каскода Первая базовая схема. В микроэлектронике широко применяются схемы дифференциальных усилителей, реализованных на основе двух параллельно включенных дифференциальных каскадов (ДК) с источниками опорного тока в эмиттерных цепях входных транзисторов (так называемые «dual input stage» или «комплементарные дифференциальные усилители (КДУ)») (рис. 2.42). 128

Рис. 2.42. ДУ на основе комплементарного ДК (первая базовая схема) По такой архитектуре, на модификации которой выдано около 100 патентов различных стран, выполнены операционные усилители ведущих микроэлектронных фирм (AD8631, AD8632, HA2539 и др.). Однако в практических схемах ДУ данного подкласса Кос.сф получается небольшим, а напряжение смещения нуля (Uсм) (э.д.с. смещения нуля) даже при совершенно идентичных транзисторах измеряется единицами милливольт. Это обусловлено свойствами их архитектуры – повышенным влиянием коэффициентов передачи по току используемых токовых зеркал на Uсм, Кос.сф, Кпп. Применение рассмотренных во введении принципов взаимной компенсации (аддитивной коррекции) позволяет устранить данные недостатки. В статическом режиме выходные токи входного комплементарного каскада ДК (рис. 2.43) равны I 2 = I 3 = I 6 =I 5 = I 0 . (2.43)

∆I н ∆I1 ∆I1

Рис. 2.43. Архитектура ДУ с цепью компенсации э.д.с. смещения нуля

129

При идентичных сопротивлениях токостабилизирующих двухполюсников I1 и I2 коллекторные токи транзисторов VT1 и VT2 также могут быть равны друг другу I к2 = I к1 = I к = I 0 . (2.44) При этом в цепи нагрузки Rн создается первая составляющая статического тока ошибки I *н , обусловленная разностью

I *н = I к2 − K i12.2 I к1 = I 0 (1 − K i12.2 ) , (2.45) где K i12.2 ≤ 1 – коэффициент усиления по току токового зеркала ПТ2. Аналогичное уравнение можно записать для входной цепи повторителя тока ПТ1, который идентичен токовому зеркалу ПТ2: I p = I 6 − K i12.1I 5 = I 0 (1 − K i12.1 ) , (2.46) где K i12.1 – коэффициент усиления по току токового зеркала ПТ1. Разностный ток Ip поступает на вход 1 токового зеркала ПТ2 и создает в нагрузке Rн вторую составляющую статической ошибки I *н* , которая противоположна по знаку первой составляющей I *н

(2.47) I *н* = K i12.2 I 0 (1 − K i12.1 ) . В результате, суммарный статический ток ошибки в нагрузке Rн уменьшается I нΣ = I *н − I *н* = I 0 [(1 − K i12.2 ) − (1 − K i12.1 )K i12.2 ] ,

(2.48)

I нΣ ≈ I 0 (1 − K i )(1 − K i ) ≈ I 0 (1 − K i ) 2 ,

(2.49)

где K i = K i12.2 = K i12.1 ≤ 1 . В схеме ДУ рис. 2.42 при идентичных статических режимах

I н.Σ.пр ≈ I 0 (1 − K i ) .

(2.50)

Поэтому напряжение смещения нуля предлагаемой (рис. 2.43) и классической (рис. 2.42) схем 1 U см.3 = S −ДУ I нΣ ; (2.51) −1 U см.пр = SДУ Iн.Σ.пр , (2.52) где SДУ – крутизна усиления дифференциального сигнала ДУ. Таким образом, в предлагаемом ДУ составляющая напряжения смещения нуля, обусловленная влиянием токовых зеркал, не менее чем в Nс1 раз меньше, чем в схеме рис. 2.42, где N c = >> 1 . 1 − Ki Полученные выше выводы подтверждаются результатами моделирования схем в среде PSpice – напряжение смещения нуля в зависимости от численных значений Ki уменьшается в 5÷10 раз (рис. 2.44). При этом, в 80÷100 раз повышается Кос.сф (рис. 2.44б).

130

а)

б) Рис. 2.44. Зависимость напряжения смещения нуля ДУ (а) и Кос.сф (б) от коэффициента передачи Ki=Gain токовых зеркал

Вторая базовая схема. Существенный недостаток второй базовой схемы классического ДУ рис. 2.45 состоит в том, что он имеет невысокое ослабление синфазных сигналов (Кос.сф), а также напряжение смещения нуля, что существенно влияет на точностные параметры различных аналоговых интерфейсов на его основе. Повышение Кос.сф и снижение статических ошибок обеспечивается в схеме предлагаемого ДУ (рис. 2.46). 131

Рис. 2.45. Вторая базовая схема ДУ

Рис. 2.46. ДУ на основе перегнутого каскода с каналом компенсации статических погрешностей [25] Рассмотрим работу ДУ рис. 2.46 при подаче на его входы синфазного сигнала u c = u c3 = u c 4 . Изменение uc приводит к появлению токов i1 и i2 через выходные проводимости источников опорного тока I1 и I2 i 1 ≈ u c y1 , i 2 ≈ u c y 2 . (2.53) Эти токи передаются в выходные узлы ДУ1 и ДУ2 i *2* = i1/2 = 0,5y1u c , (2.54) i1* = i1/2 = 0,5y1u c ,

(2.55)

i1* = i 2 /2 = 0,5y 2 u c ,

(2.56)

i *2 = i 2 /2 = 0,5y 2 u c . (2.57) На основании закона Киргофа коллекторные токи транзисторов VT1 (VT2) можно найти из уравнений 132

i к2 ≈ i *2 ≈ 0,5y 2 u c , i к1 ≈ i1* + i1** − K i12.2 i *2* = 0,5u c (y 2 + y1 − K i12.2 y1 ) . Поэтому ток в нагрузке Rн, обусловленный синфазным сигналом uс i н.с = i к2 − i пт1 = i к2 − K i12.1i к1 =

(2.58) (2.59)

(2.60)  y  = 0,5(1 − K i )y 2 1 − 1 K i12.1  u c ,  y2  где 1 − K i = 1 − K i12.1 = 1 − K i12.2 . После преобразований последнее уравнение можно записать в виде i н.c = S сф.заявл u c , (2.61)

где S сф.заявл = 0,5(1 − K i ) y 2 (1 − Ti ) – крутизна преобразования синфазного сигнала uс в ток нагрузки iн.с схемы рис. 2.46; Ti = N y K i12.1 ≈ 1 – усиление по каналу компенсации; N y =

y1 ≈ 1 – коэффициент асимметрии провоy2

димостей у1 и у2. В усилителе рис. 2.45 аналогичная крутизна Sсф.прот принимает значение S сф.прот = 0,5(1 − K i ) y 2 . (2.62) Таким образом, в предлагаемом усилителе обеспечивается более глубокое ослабление синфазного сигнала, так как S сф.прот 1 Nc = = >> 1 . (2.63) S сф.заявл 1 − Т i Расчеты показывают, что при типовых параметрах элементов схемы выигрыш Nс достигает значения 10–20 раз. Поэтому коэффициент ослабления синфазных сигналов в предлагаемом ДУ существенно повышается. Полученные выше выводы подтверждаются результатами моделирования схем в среде PSpice.

а) б) Рис. 2.47. Частотная зависимость Кос.сф предлагаемого и классического ДУ 133

2.2.4. Дифференциальные усилители с rail-to-rail выходом Первая базовая схема. Операционные усилители на основе входных копмлементарных дифференциальных каскадов и выходных токовых зеркал [26] (рис. 2.48) широко применяются в схемах с низковольтным питанием. Их основное преимущество – более широкий диапазон изменения выходного напряжения.

Рис. 2.48. Первая базовая схема ДУ Существенный недостаток ДУ данного класса состоит в том, что он имеет сравнительно большое напряжение смещения нуля Uсм (э.д.с. смещения нуля) и невысокий Кос.сф даже при совершенно идентичных транзисторах. Если коэффициенты передачи по току всех токовых зеркал ПТ1-ПТ3 равны единице ( K i = 1 ), то в схеме рис. 2.48 напряжение смещения нуля Uсм при идентичных транзисторах и одинаковом статическом режиме близко к нулю, т.к. отсутствует систематическая ошибка передачи статических выходных токов входного комплементарного каскада на выход ДУ. Однако в практических схемах ДУ коэффициент передачи по току токовых зеркал ПТ1-ПТ3 (особенно при их реализации по классической архитектуре [26]) всегда отличается от единицы, что приводит к появлению в цепи выхода разностного тока Iн, который и обусловливает смещение нуля ДУ: −1 U см = S ДУ Iн , (2.64) где SДУ – крутизна преобразования входного напряжения ДУ в его выходной ток. 134

Так, для схемы предлагаемого ДУ рис. 2.49 ток в нагрузке Rн при нулевом входном сигнале i н = I пт2 − I пт3 , (2.65) где I пт2 = I 3 K i12.2 ; I пт3 = I 2 K i12.1 K i12.3 + (I 6 − I 5 K i12.4 )K i12.3 , (2.66) I 3 = I 2 = I 5 = I 6 = I1 – выходные статические токи входного комплементарного ДУ 1; K i12.mn – коэффициент передачи по току nm-токового зеркала.

Рис. 2.49. Архитектура rail-to-rail ДУ с каналом компенсации статической погрешности Таким образом, выходной статический ток ошибки ДУ, обусловленный отличием от единицы коэффициентов передачи его токовых зеркал K i12.1 = K i12.2 = K i12.3 = K i12.4 = K 1 , определяется формулой I н = I1 (K i12.2 − K i12.3 + K i12.4 K i12.3 − K i121 K i12.3 ) . (2.67) При этом приращение тока в нагрузке Rн, вызванное изменением коэффициентов передач токовых зеркал ∆I н = I1 (∆K i12.2 − ∆K i12.3 + ∆K i12.4 K i12.3 + (2.68) + ∆K i12.3K i12.4 − ∆K i12.1K i12.3 − ∆K i12.3K i121 ). То есть при одинаковых приращениях ∆K i12 , обусловленных схемотехническими особенностями токовых зеркал, влиянием температуры или напряжений питания, приращение тока в нагрузке предлагаемого ДУ близко к нулю ∆I н ≈ 0 . Это свидетельствует о более высокой стабильности напряжения смещения нуля Uсм в этой схеме, которое зависит от численных значений ∆I н и крутизны преобразования входного напряжения ДУ в его 135

выходной ток SДУ. Действительно, в классическом ДУ (рис. 2.48) чувствительность Iн к ∆K i значительно выше ∆I н = −2∆K i I1 . (2.69) Полученные выше выводы подтверждаются результатами моделирования предлагаемой и известной схем ДУ в среде PSpice. Так, при коэффициентах усиления по току токовых зеркал K i12 = 0,9 выигрыш по величине Uсм достигает одного порядка. Рис. 2.50 характеризует зависимость напряжения смещения нуля Uсм и Кос.сф от численных значений коэффициентов передачи по току Ki применяемых токовых зеркал ПТ1, ПТ2, ПТ3, ПТ4 предлагаемого (рис. 2.49) и известного (рис. 2.48) ДУ.

а)

б) Рис. 2.50. Зависимость напряжения смещения нуля ОУ и Кос.сф рис. 2.49 от коэффициента передачи по току токовых зеркал Одновременно с улучшением Uсм в схеме рис. 2.49 обеспечивается повышение в 10–20 раз Кос.сф. 136

Вторая базовая схема (рис. 2.51). Существенный недостаток широко известной схемы ДУ рис. 2.51 состоит в том, что она имеет недостаточно высокое ослабление синфазных сигналов (коэффициент Кос.сф), а также характеризуется сравнительно большим напряжением смещения нуля Uсм.

Рис. 2.51. Вторая базовая схема ДУ с опцией rail-to-rail по выходу Введение компенсирующих каналов в схему рис. 2.51 по ранее рассмотренным правилам позволяет синтезировать ДУ рис. 2.52.

Рис. 2.52. Способ уменьшения статических погрешностей ДУ [27] Рассмотрим работу предлагаемого ДУ рис. 2.52 [27] при подаче на его входы синфазного сигнала u c = u вх.1 = u вх.2 . Изменение uc приводит к появлению токов i2 и i3 в узлах 2 и 3, обусловленных неидеальностью транзисторов дифференциального каскада ДК1 и цепей стабилизации его статического режима: i 2 ≈ i 3 = S сф u c , (2.70) где Sсф – крутизна передачи синфазного сигнала ДК1. 137

Эти токи передаются в эмиттеры транзисторов VT1, VT3, VT4 и VT2 i э1 = i э3 = i э4 = i э2 = 0,5S сф u c , (2.71) Поэтому ток в нагрузке, обусловленный синфазным сигналом uс i н.з = i пт3 − i пт2 = 0,5Sсф K i12.2 u c − K i12.1K i12.3 (i к1 + i к3 − i 23 ) . (2.72) После преобразований из уравнения (2.72) можно получить i н.з = 0,5Sсф[K i12.2 − 2K i12.1K i12.3 + K i12.1K i12.3K i12.4 ]u c = (2.73)   K K K = 0,5K i12.2Sсф 1 − K i12.1 i12.3 − i12.1 i12.3 (1 − K i12.4 ). K i12.2 K i12.2   При одинаковых значениях коэффициентов передачи по току токовых зеркал ( K i12.4 = K i12.1 = K i12.3 = K i12.2 = K i ): i н.з = 0,5S сф u c (1 − K i ) 2 .

(2.74)

В ДУ рис. 2.51

i н.прот = S сф (1 − K i )u c . (2.75) Таким образом, передача синфазного сигнала в предлагаемом ДУ значительно меньше, чем в ДУ рис. 2.51, что повышает Кос.сф в µ с-раз K ос.сф.заявл i н.прот 1 µc = ≈ ≈ >> 1 . (2.76) K ос.сф.прот i н.з 1− Ki На рис. 2.53 приведены результаты компьютерного моделирования частотной зависимости Кос.сф при разных значениях коэффициентов передачи по току применяемых в схеме токовых зеркал ПТ1, ПТ2, ПТ3, ПТ4 (Ki=Gain = 0,9, рис. 2.53а и Gain = 0,99, рис. 2.53б). При этом выходное сопротивление источников опорного тока, зависящее от напряжения Эрли их транзисторов, моделировалось сопротивлением R = 30 кОм. Полученные выше теоретические выводы подтверждаются результатами моделирования предлагаемой схемы в среде PSpice – при K i = 0,9 обеспечивается выигрыш по Кос.сф в 26 дБ, а при K i = 0,99 – в 36 дБ.

а) Рис. 2.53. Частотная зависимость Кос.сф предлагаемого и известного ДУ (начало, окончание см. на с. ) 138

б) Рис. 2.53. Окончание (начало см. на с. ) В ДУ с архитектурой рис. 2.52 уменьшается также чувствительность напряжения смещения нуля к численным значениям коэффициентов усиления по току применяемых токовых зеркал (рис. 2.54).

Рис. 2.54. Зависимость напряжения смещения нуля ДУ рис. 2.52 от коэффициента передачи по току токовых зеркал Ki

Третья базовая схема (рис. 2.55). Уменьшение статических погрешностей в ДУ с функциональной схемой рис. 2.55 обеспечивается за счет введения по рассмотренным выше правилам компенсирующих каналов (рис. 2.56).

139

Рис. 2.55. Третья базовая схема rail-to-rail ДУ При изменении входного синфазного сигнала ДУ рис. 2.56 u c = u c1 = u c 2 изменяется ток i1 в общей эмиттерной цепи ДУ i 1 = y1 u c , (2.77) где y1 – выходная проводимость источника опорного тока I1.

Рис. 2.56. Способ компенсации статических погрешностей в ДУ рис. 2.55 [28] Ток i1 перераспределяется между эмиттерами транзисторов VT1-VT4 поэтому коллекторные токи этих транзисторов α y u i к1 = 1 1 c , (2.78) 4 α y u i к2 = 2 1 c , (2.79) 4

140

α 8 y1 uc, (2.80) 4 α y i к4 = 9 1 u c , (2.81) 4 где α i ≈ 1 – коэффициент усиления по току эмиттера i-го транзистора. Если учесть, что все токовые зеркала схемы ДУ ПТ1 – ПТ4 имеют отличающиеся от единицы ( K i12 < 1 ), но одинаковые по величине коэффициенты передачи по току, то для схемы на рис. 2.56 можно составить следующую систему уравнений α y i пт 4 = K i12 i к 4 = 4 1 u c K i12 , (2.82) 4 α y i пт 2 = K i12 i к 2 = 2 1 u c K i12 , (2.83) 4 i *пт1 = i к1 + i к 3 − i пт 4 , (2.84) i к3 =

i пт3 = i пт1K i12 = i *пт1 K i212 = K i212 (i к1 + i к 3 − i пт 4 ) ,

(2.85)

i н.c = i пт 2 − i пт5 . (2.86) Подставляя в (2.86) формулы (2.83) и (2.85) с учетом (2.82) и (2.83), можно найти приращение тока в нагрузке Rн, обусловленное синфазным сигналом i н.с = 0,25 y1K i12 α(1 − K i12 ) 2 u c = S c u c ,

где α = α1 = α 2 = α 3 = α 4 ≈ 1; S c =

(2.87)

i н.с – крутизна передачи синфазного uc

сигнала со входа ДУ рис. 2.56 на его выход ( S с = 0,25y1K i12 α(1 − K i12 ) 2 ). Для дифференциального входного сигнала u вх = u c1 − u c 2 приращение тока в нагрузке i н.д = S д u вх , (2.88) где Sд – крутизна передачи дифференциального сигнала со входа ДУ рис. 2.56 на его выход. Таким образом, коэффициент ослабления входных синфазных сигналов предлагаемого ДУ рис. 2.56 Sд 4S д K ос.сф = ≈ . (2.89) S c y1 (1 − K i ) 2 Из формулы (2.89) следует, что в сравнении с базовой схемой Кос.сф предлагаемого ДУ существенно повышается не менее чем в (1 − K i ) −1 -раз. Данные выводы подтверждаются результатами моделирования сравниваемых схем в среде PSpice (рис. 2.57) – выигрыш по Кос.сф ДУ рис. 2.56 составляет от 25 до 46 Дб в зависимости от численных значений коэффициента передачи по току применяемых токовых зеркал. 141

Рис. 2.57. Частотная зависимость Кос.сф предлагаемого и классического ДУ В рассмотренной выше схеме также обеспечивается меньшая чувствительность напряжения смещения нуля к синхронным изменениям коэффициентов передачи по току применяемых токовых зеркал.

2.2.5. Дифференциальные усилители с архитектурой µА741 В современной микроэлектронике находят широкое применение дифференциальные усилители (ДУ) на n-p-n и p-n-p транзисторах с так называемой «архитектурой входного каскада операционного усилителя µA 741» [26] (рис. 2.58).

Рис. 2.58. Базовая архитектура входного каскада ОУ µ А741 Дифференциальные усилители данного класса, наряду с типовым параллельно-балансным каскадом, стали основным усилительным элементом многих аналоговых микросхем. На рис. 2.59 показана архитектура предлагаемого дифференциального усилителя на базе каскада рис. 2.58, в котором в соответствии с вве142

дением к данной статье предусмотрен канал компенсации статических ошибок.

Рис. 2.58. Обобщенная схема ДУ µ А741 с компенсацией ЭДС смещения нуля и повышенным Кос.сф В статическом режиме ДУ рис. 2.59 при нулевом напряжении между входами Вх.1 и Вх.2 в цепи нагрузки Rн протекает статический ток ошибки Iн, обусловленный разностью I н = I к6 − I ПТ2 > 0 . (2.90) Составляющая тока Iпт2 зависит от статических коллекторных токов транзисторов VT3, VT4 и коэффициентов передачи Ki12.2, Ki12.1 ПТ1 и ПТ2 следующим образом IПT2 = K i12.2 (Iк3 + Iк4 − Iк5K i12.1) . (2.91) Таким образом I н = I к6 − I к3 K i12.2 − I к4 K 12.2 + I к5 K i12.2 K i12.1 . (2.92) Учитывая, что коллекторные токи транзисторов VT3, VT4, VT5, VT6 приблизительно одинаковы I к 6 = I к3 = I к 4 = I к5 = I 0 , из (2.92) можно найти, что I н = I 0 (1 − K i12.2 ) − K i12.2 I 0 (1 − K i12.1 ) ≈ I 0 (1 − K i ) 2 . В схеме ДУ рис. 2.58 аналогичный ток в нагрузке Rн I н.прот ≈ I 0 (1 − K i ) .

(2.93) (2.94)

Таким образом, статическая ошибка по выходу в предлагаемом ДУ уменьшается в Ng-раз, где

143

1 >> 1. (2.95) 1 − Ki Поэтому приведенное ко входу напряжение смещения нуля Uсм в ДУ рис. 2.59 уменьшается 1 U см = S −ДУ Iн , (2.96) где SДУ – крутизна преобразования входного напряжения ДУ в его выходной ток. Полученные выше выводы подтверждаются результатами моделирования Uсм и Кос.сф предлагаемых схем в среде PSpice (рис. 2.60). Ng =

а)

б) Рис. 2.60. Зависимость напряжения смещения нуля (а) и Кос.сф (б) от коэффициента передачи по току токовых зеркал Ki=Gain Рассмотренный способ компенсации Uсм и повышения Кос.сф может использоваться в ДУ с другими модификациями входного каскада µА741 (рис. 2.61). 144

а)

б)

Рис. 2.61. Способы повышения Кос.сф ДУ с модификацированной цепью установления статического режима В рассмотренных схемах обеспечивается также существенное (10–20 раз) повышение Кос.сф. На рис. 2.62 приведены другие примеры построения ДУ с каналами компенсации. ПТ1

ПТ2 +

I2 I3 ip2

iПТ1

iПТ2 ip1

iк1 iк2*

iк2

*

iк1

VT3

VT1

(+)

Вх.1

VT4

(-)

Вх.2 VT2

uс1

i1

I1

uс2 iк3 ≈ i p2

y1

i к 4 ≈ i p1

+Ec1

Вых i ПТ 3 ≈ i p 2

iвых

Rн

ПТ3 -Ki12.3 -

а) Рис. 2.62. Примеры построения ДУ с каналами компенсации (начало, окончание см. на с. ) 145

i ПТ2 ≈ i 0 + i p1

i к3 ≈ i 0 + i p1 i к4 ≈ i 0

б)

в) + R1

R2

Вх.i1

Вх.i2

VT1

VD1

VD2

VT2

I1 iр2

iр1

Вых. iр1 ПТ1

ПТ2

-Ki12.1

iр1

-Ki12.2 -

г)

д) Рис. 2.62. Окончание (начало см. на с.)

2.3. Дифференциальные усилители с последовательной многоканальной компенсацией Современные методы повышения Кос.сф ОУ связаны с созданием условий, обеспечивающих идентичность параметров транзисторов, а также минимизацией выходной проводимости применяемых источников опорно146

го тока, введением следящего питания во входном каскаде [2]. В тех случаях, когда причиной неполного ослабления синфазного сигнала является неидеальность применяемых в схеме управляемых активных нагрузок (отличие от единицы их коэффициента передачи по току) целесообразно применение структурных методов повышения Кос.сф, основанных на последовательной компенсации (рис. 2.63). Их основная идея – создание условий для многократной взаимной компенсации систематических токовых ошибок ip1.1, ip2.1 двух параллельных каналов усиления, обусловленных входным синфазным сигналом ОУ uс=uс1=uс2. Эти ошибки возникают прежде всего из-за сравнительно больших значений выходных проводимостей ( y i ) источников опорного тока (ИОТ), устанавливающих статический режим входного каскада ОУ.

Рис. 2.63. Способ последовательной компенсации синфазных составляющих регулярной ошибки усиления сигналов [29] Типовые ИОТ на современных СВЧ транзисторах имеют выходное сопротивление R i = y i−1 = 30 ÷ 60 кОм, которое не всегда может быть повышено схемотехническим путем.

147

Σ1 ± K i1

m Ki2

а)

б) Рис. 2.64. Частные примеры построения ДУ с архитектурой рис. 2.63 (начало; продолжение и окончание см. на с. и с. )

148

в)

i ÏÒ ≈ i p1 i ê1 ≈ i p1

iê 2 ≈ ip2

г) Рис. 2.64. Продолжение (начало см. на с. , окончание – на с. )

149

д) Рис. 2.64. Окончание (начало см. на с. и с. )

Многоканальный ДУ с сумматором сигналов ошибки на базе перегнутого каскода. В показанном на рис. 2.65 примере построения подсхем ДУ1.1, ДУ1.2, Σ 1 выходные токи ip2.1, ip1.1 принимают нулевое значение, если коэффициенты передачи подсхем ПТ1, ПТ2 K i12.1 = K i12.2 = 1 .

Рис. 2.65. Пример построения подсхем ДУ1.1, ДУ1.2, У1 Однако на практике K i12.1 = K i12.2 < 1 , что приводит к образованию разницы ip12.1, зависящей в свою очередь от свойств повторителя тока ПТ3: i р12.1 = 0,5α 2 y 2 (1 − К i12.2 )(1 − К i12.3 N1− 2 )u с , (2.97) 150

где N1-2 – коэффициент асимметрии дифференциальных усилителей ДУ1.1ДУ1.2 по синфазному сигналу: α y 1 − К i12.1 ; (2.98) N1− 2 = 1 ⋅ 1 ⋅ α 2 y 2 1 − К i12.2 α1 ≈ α 2 ≈ 1 – коэффициенты передачи по току эмиттера транзисторов VT1, VT2, входящих в подсхему сумматора токов Σ 1. При дифференциальном сигнале uвх=uс1–uс2 в ДУ рис. 2.65 выходной ток подсхемы Σ 1: i *р12.1 = α 2 y 21.2 (1 + К i12.2 )(1 + N1*− 2 )u вх , (2.99) i кi проводимость передачи дифференциальu вх ного входного напряжения ДУ1.1, ДУ1.2; rэ – сопротивления эмиттерных где y 21.2 ≈ y 21.1 ≈ (2rэ ) −1 =

переходов транзисторов VT3-VT6; N1*− 2 – коэффициент асимметрии ДУ1.1, ДУ1.2 по дифференциальному сигналу: 1 + К i12.1 α y (2.100) N1*− 2 = 1 ⋅ 21.1 ⋅ ≈ 1. α 2 y 21.2 1 + К i12.2 Из (2.97) и (2.99) можно найти коэффициент ослабления входных синфазных сигналов ДУ с архитектурой рис. 2.65 1 − К i12.2 1 − К i12..3 N1− 2 y2 −1 (2.101) К ос = ⋅ ⋅ .сф 2 y 21.2 1 + К i12.2 1 + N1*− 2

или с учетом (2.100) −1 К ос (2.102) .сф ≈ 0,25rэ y 2 (1 − К i12.2 )(1 − К i12.3 N 1− 2 ) . Так как все элементы схемы рис. 2.65 выполнены по интегральной технологии, то коэффициент асимметрии ДУ1.1 и ДУ1.2 по синфазному сигналу равен единице, хотя разница 1 − К i12.2 ≠ 0 может достигать (в зависимости от схемотехники ПТ1, ПТ2) сравнительно больших значений (0,1 ÷ 0,2). Поэтому −1 К ос (2.103) .сф ≈ 0,25rэ y 2 (1 − К i12.2 )(1 − К i12.3 ) . В сравнении с классическим ДУ1.2 (ДУ1.1), имеющим управляемую активную нагрузку ПТ2 (ПТ1), выигрыш по Кос.сф в схеме рис. 2.65

1 + N1*− 2 µс = >> 1 . 1 − К i12.3

(2.104)

При построении ДУ в соответствии с наиболее общей архитектурой рис. 2.63 выигрыш µ с повышается дополнительно в ∆К i−31 -раз, где ∆К i3 – отличие коэффициентов усиления по току сумматора сигналов Σ 3 для его инвертирующего и неинвертирующего входов.

151

Компьютерное моделирование ОУ с архитектурой рис. 2.63 и 2.65 показывает, что за счет введения структурной избыточности Кос.сф улучшается на один-два порядка. Следует также заметить, что в ДУ с архитектурой рис. 2.63 и 2.65 существенно уменьшается напряжение смещения нуля, обусловленное синфазной нестабильностью источников опорного тока I1, I2, а также синфазным изменением автономных параметров транзисторов [2]. Многоканальный ДУ с сумматором сигнала на базе токового зеркала. В качестве сумматора сигналов Σ1 может применяться типовое токовое зеркало.

Рис. 2.66. Пример построения сумматора сигналов ошибки на базе токового зеркала ПТ2

2.4. Дифференциальные каскады с прямой передачей синфазного сигнала в эмиттерную цепь входных транзисторов Потенциальная возможность повышения Кос.сф ДУ с классической архитектурой рис. 2.67 заключена в управлении выходным током ИОТ таким образом, чтобы суммарное приращение выходного тока ИОТ i 0Σ имело нулевое (или заданное, но достаточно малое) значение: +) i 0Σ = y 0 u c − K i i (вх (2.105) .с ≈ 0 , +) где K i – коэффициент усиления по току управляемого ИОТ; i (вх .с = Sсф u c – входной ток управляемого ИОТ, связанный с входным синфазным напряжением uc.

152

Рис. 2.67. ДУ с управляемым (синфазным сигналом) источником опорного тока ИОТ Таким образом, при выполнении условия y 0 = K iSсф

(2.106)

в ДУ рис. 2.67 уменьшается составляющая Кос.сф, связанная с конечной величиной выходной проводимости ИОТ (y0). Задача синтеза ДУ с данной архитектурой сводится к такому построению управляемого ИОТ и цепей преобразования синфазного сигнала в iвх.с, которые удовлетворяют условию (2.106). Можно выделить два базовых способа формирования iвх.с: – организация параллельного канала прямой передачи uс на вход Вх.i ИОТ без применения цепей отрицательной обратной связи; – введение параллельного канала компенсации тока i 0Σ с цепью глубокой отрицательной обратной связи по синфазному сигналу, формирующего iвх.с в соответствии с (2.105).

2.4.1. Каскады с каналом прямой передачи синфазного сигнала Передача входного синфазного сигнала на управляющий вход ИОТ (рис. 2.67) может быть реализована на базе специального компенсирующего канала. Архитектура таких ДУ приведена на рис. 2.68 [10].

Рис. 2.68. Архитектура ДУ с каналом прямой передачи синфазного сигнала в общую эмиттерную цепь 153

i

+

y1

I1

+

C1

Вых.i1

y1

VT1

VT2

uc1

C1

Вых.i1

Вых.i2

ДУ1 Вх.1

I1

Вх.1

Вх.2

VT1

uc2

i

VT3

+

y0

C2

VT2 Вх.2

Вых.*i2 C2

ИОТ

iвх.1 ИОТ

VT4

+

Вых.*i1

icomp y0

Вых.i2

-Ki12.1 -

-

а) б) Рис. 2.69. Взаимная компенсация С1÷у1 и С2÷у0 в комплементарном ДУ На высоких частотах в схеме рис. 2.68 возникают переменные токи, связанные с емкостями коллектор-база Ск и емкостями на подложку Сп (рис. 2.70). + C*п1

I1

Вых.i1 i*п1

icк1

VT3

uc1 ic3

i п1

i**п1

Вх.2 uc2

iп1 Cк4

uc*

ic4

Cп1

Cкпт

VT4

VT2

icпт *

i**п1

Cк2

VT1

Cк3

C**п1

icк2 ДУ1

Cк1 Вх.1

I2

Вых.i2

iпт ~ i*п1 +i**п1 icпт

ic3

ic4

ПТ1

-

а) Рис. 2.70. Токи и напряжения в ДУ на высоких частотах (начало, окончание см. на с.) 154

б) Рис. 2.70. Окончание (начало см. на с.)

а)

б) Рис. 2.71. Выходное сопротивление классического ИОТ на n-p-n (а) и p-n-p (б) интегральных транзисторах 155

Учитывая, что выходное сопротивление Rвых ПТ на p-n-p транзисторах меньше, чем Rвых ПТ на n-p-n транзисторах, перспективной может оказаться схема ДУ с делителем тока в канале компенсации (рис. 2.72).

Рис. 2.72. ДУ с делителем тока (VT3, VT4) в канале компенсации На рис. 2.73 показаны результаты компьютерного моделирования крутизны ДУ S сф = i вых / u c при различных значениях емкостей коррекции Ск.

а) Рис. 2.73. Компьютерная модель ДУ (а) и частотная зависимость его крутизны Sсф = i вых / u c (начало, окончание см. на с. )

156

б) Рис. 2.73. Окончание (начало см. на с. ) Графики рис. 2.73б показывают, что при C к = 0,5 пФ верхняя граничная частота крутизны повышается в 6÷7 раз. Модификацией ДУ рис. 2.68 является схема рис. 2.74, в которой компенсация ошибок от синфазного сигнала из-за конечного R1 обеспечивается двухканальной передачей синфазного сигнала в выходную цепь.

Рис. 2.74. Дифференциальный усилитель с каналами компенсации тока i1 в выходной цепи Примеры построения ДУ с архитектурой рис. 2.74 приведен на рис. 2.75.

157

Рис. 2.75. Дифференциальный усилитель с архитектурой рис. 2.74

2.4.2. Каскады с глубокой обратной связью по синфазному сигналу в канале формирования корректирующего тока Для обеспечения условий компенсации выходной проводимости управляемого ИОТ (2.106) возможно применение параллельного канала формирования тока iвх.с, реализованного на базе специального корректирующего ДУ с отрицательной обратной связью по синфазному сигналу. Рассмотрим принципы построения таких корректирующих ДУ. 2.4.2.1. Эффективная выходная проводимость управляемого источника опорного тока в корректирующем ДУ При введении глубокой отрицательной обратной связи по синфазному сигналу в ДУ рис. 2.76 можно (на основе токовых соотношений) показать, что эффективная проводимость в общей эмиттерной цепи ДУ изменяется от уровня y0 до уровня ymin y T y эф = 0 + y min , (2.107) 1+ T 1+ T где y0 – выходная проводимость подсхемы ИОТ при разорванной петле обратной связи; y min = y к1 + y к2 – эффективная проводимость в общей эмит-1 терной цепи ДУ при большом петлевом усилении ( T >> 1 ); y к1 = rк1 , -1 y к 2 = rк2 – проводимости коллектор-база транзисторов VT1-VT2.

158

Рис. 2.76. К расчету эффективной выходной проводимости корректирующего ДУ с ООС по синфазному сигналу Таким образом: 1. Предельные значения yэф в схемах с ООС зависят от rк1, rк2 входных транзисторов VT1, VT2, которые благодаря ООС «приводятся» в эмиттерную цепь ДУ. 2. Если петлевое усиление велико ( T >> 1 ), то собственная выходная проводимость ИОТ (у0) не влияет на Кос.сф. 3. В зависимости от численных значений y0 и ymin обратная связь может как уменьшать, так и увеличивать эффективную проводимость в общей эмиттерной цепи ДУ рис. 2.77. уэф

Т=0

у0 а

Т=

уmin б Т0=0 у *0

Т

Рис. 2.77. Зависимость уэф от петлевого усиления Т при у0 > ymin (a) и y0 < ymin (б) 159

4. Если параллельно ИОТ включить вспомогательный, но идентичный ИОТ каскад ИОТ*, то на его выходе может быть сформирован токовый сигнал i*0 , в котором содержится информация об эффективном импедансе yэф эмиттерной цепи корректирующего ДУ.

2.4.2.2. Базовые структурные схемы Метод формирования корректирующего тока iвх.с, рассмотренный в разделе 1.2.1, позволяет обеспечить повышение Кос.сф в дифференциальных усилителях с низковольтным питанием. Прежде всего, это относится к схемам ДУ, у которых из-за проблем с диапазоном изменения входного синфазного сигнала не рекомендуется применять ИОТ Вильсона или каскодные схемы. В схеме рис. 2.78 параллельно базовому ДУ1 включается корректирующий ДУ2 с глубокой обратной связью по синфазному сигналу.

а)

б) Рис. 2.78. Структурная схема ДУ с ООС в параллельном канале (а) и пример ее практической реализации (б) 160

В результате объединения управляющих цепей ИОТ ДУ1 и ДУ2, а также при высокой идентичности транзисторов ИОТ VT1 и VT1*, коллекторный ток VT1 оказывается численно равным току i к1 = i*к1 = u c y1* , (2.108) где y1* – выходная проводимость VT1*. Поэтому i 0 = i1 − i к1 = u c y1[1 − N Y ] , y 0.эф = y1[1 − N Y ] ,

(2.109) (2.110)

y1* где N Y = ≈ 1 – коэффициент асимметрии выходных проводимостей исy1 точников опорного тока ДУ2 и ДУ1. Таким образом, эффективная выходная проводимость y0.эф в эмиттерной цепи ДУ1 уменьшается от уровня у1 в [1 − N Y ]−1 >> 1 раз. Это минимизирует составляющую Кос.сф.1, обусловленную влиянием у0. Однако предельные значения у0.эф будут определяться сопротивлениями коллекторных переходов транзисторов, образующих ДУ2 (см. раздел 1.2.1). На рис. 2.79 приведен другой пример построения ДУ рассматриваемого подкласса. + у**1 Вых.i1

I1

Вых.i2

VDN1

ДУ1 Вх.1

VT5

VT3

VT4

uс1

VT6

Вх.2 uс2

i0

i1

iк1

I2

у1

VT1

i*1 у*1

i*к1

VT*1 -

Рис. 2.79. Дифференциальный каскад с корректирующим каналом на p-n-p транзисторах VT5, VT6 Здесь эффективная проводимость ИОТ ДУ1:  y** + y1*  y 0.эф = y1 1 − 1 , y 1   где y1** – выходная проводимость источника опорного тока I1.

(2.111)

161

В ряде частных случаев целесообразно применение других схем выделения входного синфазного сигнала (рис. 2.80, 2.81).

Рис. 2.80. Способ частотной коррекции коэффициента ослабления синфазных сигналов неинвертирующего ОУ (ДК1, ВК)

Рис. 2.81. Пример построения каскада выделения синфазного сигнала на основе резисторов R1, R2 Рассмотренный способ формирования корректирующих токов iвх.с оказывает положительное влияние на частотный диапазон Кос.сф. Предельные значения верхней граничной частоты (fв.с) коэффициента Кос.сф зависят от емкостей на подложку транзисторов, образующих ИОТ (Спi), которые определяют выходную проводимость ИОТ на высоких частотах. Представленная на рис. 2.82 архитектура ДУ содержит каскад выделения синфазного сигнала (КВС) и каскад формирования управляющего тока ИОТ в ДУ1, реализованного на основе транзистора VT4 с глубокой обратной связью (А1, VT3). 162

u *c

Рис. 2.82. Способ частотной коррекции Кос.сф дифференциального преобразователя «напряжение-ток» (ДУ1) При достаточно широкополосной петле ООС в схеме рис. 2.82 формируются токи iк1 и iк2, численно равные току i к3 = i 3 , которые компенсируют емкостные составляющие i1 и i2 в эмиттерной цепи ДУ1. Как следствие, частотный диапазон Кос.сф дифференциального усилителя ДУ1 расширяется. Рассмотренный выше принцип компенсации выходных проводимостей источников опорного тока ИОТ, базирующийся на использовании параллельного корректирующего канала с собственным ИОТ*, охваченным глубокой ООС, и объединении управляющих входов идентичных подсхем ИОТ и ИОТ*, может быть положен в основу других модификаций ДУ с повышенным Кос.сф и fв.с (рис. 2.63). + УТ1

УТ2 i к3 ≈ 0

+

Вых.i1

Вх.1 uс1

i к4 ≈ 0

VT1

y5

VT2

Вх.2

R1 VT3

i5

+

Вых.i2

iк5

i6

i7

y6

y7

iк6

VT5

VT4 iк8

i8

uс2

y8

iк7

VT6

VT7

VT8 -

Рис. 2.83. Способ повышения Кос.сф. ДУ на транзисторах VT1, VT2 163

В схеме рис. 2.83 основной ДУ (VT1, VT2, R1) находится вне петли ООС. Компенсация проводимостей y6 и y7 обеспечивается соответствующими проводимостями y5 и y8 за счет введения обратных связей через подсхемы УТ1 и УТ2.

2.5. Дифференциальные усилители с каналами собственной компенсации выходной проводимости транзисторных источников опорного тока Идея построения ДУ этого класса (рис. 2.84) базируется на измерении приращения тока i1, зависящего от выходной проводимости подсхемы ИОТ и создании каналов противофазной передачи этого тока на выход каскада. + i1 2

Вх.1

VT1

VT2

uc1

i1 Вх.2

+ i1

1

Ki1 Ki2

2

Ki3 3

2 uc2

Вых. Ki4

iвых

4

Ki1.1i1

Ki1.2i1

-Ki1.1i1

-Ki1.2i1

I0 ПТ1 УТ1 1 i1

Ki1.1

2

Ki1.2

3 -

Рис. 2.84. Способ компенсации синфазной ошибки усиления сигнала ДУ, обусловленной проводимостью источника опорного тока ПТ1 [30] Выходной ток ДУ рис. 2.84 при uc=uc1=uc2 i вых = i1[0,5(K i1 + K i 2 ) + K i1.1K i3 + K i1.2 K i 4 ] . Для подавления синфазной ошибки на выходе ДУ необходимо, чтобы коэффициенты передачи подсхем УТ1 и Σ1 удовлетворяли условию: K i1 + K i 2 + K i1.1K i3 + K i1.2 K i 4 = 0 . 2 Схема рис. 2.84 имеет две модификации рис. 2.85 и 2.86. В схеме рис. 2.85 усилитель тока УТ1 инвертирует фазу тока i1.

164

Рис. 2.85. Частный случай функциональной схемы рис. 2.64 (УТ1 – инвертирует фазу сигнала) В схеме фиг. 2.86 усилитель тока УТ1 выполнен неинвертирующим на базе каскадов с общей базой (VT3-VT4).

Рис. 2.86. Частный случай функциональной схемы рис. 2.84 (УТ1 – не инвертирует фазу сигнала) Практические варианты построения подсхем УТ1 и Σ1 показаны в таблице 2.1. 165

№ п/п 1

2

166

Т а б л и ц а 2.1 Практические варианты построения подсхем УТ1 и Σ1 Схема

Примечание

Схема с дифференциальным выходом

Схема с симметричным токовым выходом

Продолжение табл. 2 № п/п 3

4

Схема

Примечание Схема с дифференциальным выходом

Схема с несимметричным выходом

167

Продолжение табл. 2 № п/п 5

Схема

i µ1

i µ1

2

2

Схема с дифференциальным выходом

i µ1

i µ1

2

2

i µ1

i µ1

2

2

Схема с несимметричным выходом

6

iµ3 2

i пт2 ≈ i µ 3

168

Примечание

Окончание табл. 2 № п/п 7

Схема

iµ3

Примечание Схема с симметричным выходом

iµ3

2

2

iµ3 2

i пт2 ≈ i µ 3

Схема с симметричным токовым выходом

8 iµ3 2

iµ3 2 iµ3

iµ3

2

2

Схема с симметричным токовым выходом

9 iµ3 2

iµ3 2 iµ3

iµ3

2

2

В схемах, представленных в таблице 2.1 (№ 4, № 5), являющихся модификациями схем ДУ рис. ___, обеспечивается измерение наиболее существенной составляющей коллекторного тока транзистора ИОТ и ее передача в противофазе на выход каскада. 169

R1

R2

1

1

V1 5V VT1 VT2 TN05S TN05S

0 V2 1Vac 0Vdc

VT5 VT6 TN05S TN05S VT9 TN05S

0

V5 1.2V

0

0

0

VT11 TN05S

V4 5V V7 1.2V

R5 200

а) Рис. 2.87. (начало, окончание см. на с. )

б) Рис. 2.87. Окончание (начало см. на с. )

Выводы 1. Собственная и взаимная компенсация паразитных импедансов в ДУ основных классов позволяет снизить требования к величине выходной проводимости цепей установления статического режима. 2. Показано, что систематические статические погрешности усиления сигналов в современных ДУ могут быть уменьшены за счет рационального построения их архитектуры. 3. Предложена концепция введения компенсирующих каналов, которая может быть положена в основу построения большого числа различных модификаций дифференциальных каскадов нового поколения – с малыми статическими погрешностями, обусловленными влиянием повторителей тока, синфазным сигналом и изменением напряжения питания. Разработаны способы повышения Кос.сф и уменьшения э.д.с. смещения нуля ДУ с несимметричным включением активной нагрузки для следующих вариантов их построения: – классический каскодный дифференциальный усилитель; 170

дифференциальные усилители на основе «перегнутого» каскода; дифференциальные усилители с rail-to-rail выходом; дифференциальные усилители с архитектурой µА741. 4. Рассмотрены новые способы повышения коэффициентов ослабления входных синфазных сигналов, подавления помехи по питанию и минимизации э.д.с. смещения нуля классических ДУ, базирующиеся на принципах собственной и взаимной компенсации ошибок в электронных схемах. 5. Разработана архитектура ДУ с каналами прямой и косвенной передачи синфазного сигнала в эмиттерную цепь, обеспечивающими компенсацию влияния проводимости источников опорного тока, устанавливающих статический режим, на коэффициент ослабления входных синфазных сигналов. – – –

171

ГЛАВА 3 СХЕМОТЕХНИКА ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ С ПОВЫШЕННЫМ ОСЛАБЛЕНИЕМ ВХОДНОГО СИНФАЗНОГО СИГНАЛА Теоретические исследования свойств дифференциальных усилителей с перспективной архитектурой, выполненные в разделе 2, позволяют синтезировать с учетом полученных рекомендаций и по рассмотренным выше правилам практические схемы входных каскадов различных аналоговых микросхем с дифференциальным входом. В настоящем разделе предлагается [19, 31, 32, 33, 34, 11, 35-42] широкий спектр ДУ различного функционального назначения, имеющих повышенное ослабление синфазных сигналов, защищенных патентами Российской Федерации.

3.1. Перспективные способы введения отрицательных обратных связей по синфазному сигналу в аналоговых микросхемах с дифференциальным входом Несмотря на широкое применение отрицательных обратных связей (ООС) по синфазному сигналу в аналоговых устройствах, применение новых технических решений в ДУ позволяет обеспечить высокое ослабление синфазного сигнала в схемах на транзисторах с малым напряжением Эрли.

3.1.1. Дифференциальные усилители с обратной связью по общей эмиттерной цепи В современной микроэлектронике широкое применение получили так называемые «перегнутые» каскодные дифференциальные усилители ДУ на n-p-n и p-n-p транзисторах, которые стали основой более чем 20 серийных операционных усилителей, выпускаемых как зарубежными (НА2520, НА5190, АD797, АD8631, АD8632, ОР90 и др.), так и российскими (154УД3 и др.) микроэлектронными фирмами. На рис. 3.1 показана первая схема предлагаемого КДУ, в котором K ос.сф существенно улучшается. При использовании в качестве нагрузки двухполюсника Rн коэффициент передачи по синфазному сигналу КДУ (рис. 3.1) равен u 0,25 y1R н K cф ≈ вых = . (3.1) uc 1 + 0,5β7 Следует заметить, что в базовом КДУ без ООС, который выбран для сравнения 172

u вых (3.2) = 0,25y1R н . uc Так как коэффициент усиления по дифференциальному сигналу сравниваемых КДУ одинаков ( K y = R н /( 2rэ1 ) ), то из (3.1), (3.2) следует, что в K *cф ≈

предлагаемой схеме Кос.сф улучшается в Nc раз, где

−1 −1 K ос .сф = 0,5rэ1y1 (1 + 0,5β 7 ) ,

N c ≈ 1 + 0,5β7 , (3.3) где rэ1 = rэ2 – сопротивления эмиттерных переходов VT1, VT2. При β 7 ≈ 50 выигрыш по Кос.сф получается значительным (более 20 раз). + I2

iк2

I3

iк1 VT3 Вх.1 uc1

VT1

VT2

i0

VT6 VT4

Вх.2

+

VT5 iк6

iк3 uc2 iк4

iR1

iк5 Вых iн

iк7

uвых

R1

VT7

Rн iб7

I1 -

Рис. 3.1. Каскодный ДУ с повышенным Кос.сф [31] Существенное достоинство предлагаемой схемы состоит также в том, что в ней обеспечивается повышение Кос.сф при выполнении входного каскада по другим многочисленным модифицированным схемам параллельно-балансных усилителей. Эти теоретические выводы подтверждают результаты компьютерного моделирования сравниваемых КДУ как для резистивной (рис. 3.2), так и для активной нагрузок в виде токовых зеркал.

173

Рис. 3.2. Результаты компьютерного моделирования Кос.сф схемы рис. 3.1 На рис. 3.3 показана вторая схема КДУ с отрицательной обратной связью, в которой K ос.сф также существенно повышается по сравнению с Кос.сф базового КДУ.

Рис. 3.3. Модифицированный КДУ с повышенным Кос.сф. [32] 174

Коэффициент передачи синфазного сигнала со входа КДУ на выход Вых.1 в данной схеме существенно уменьшается: u 0,5R н1y1 К сф = н1 ≈ . (3.4) uc 2 + β5 Так как при идентичных статических токах эмиттера транзисторов VT2 и VT3 в предлагаемом и базовом КДУ [32] коэффициент усиления дифференциального сигнала одинаков ( K y ≈ 0,5R н1 / rэ1 ), то из этого следует, что Кос.сф в схеме рис. 3.3 в Nс-раз лучше, где N c ≈ β5 >> 1 . Полученные выше выводы подтверждаются результатами моделирования сравниваемых схем в среде PSpice (рис. 3.4).

Рис. 3.4. Результаты компьютерного моделирования схемы КДУ рис. 3.3 Предлагаемый КДУ при несимметричном выходе имеет более чем на порядок лучшие значения коэффициента ослабления входных синфазных сигналов (на 28 дБ).

3.1.2. Дифференциальные усилители с обратной связью по цепи активной нагрузки В качестве одной из модификаций входных каскадов на основе «перегнутого» каскода является дифференциальный усилитель (КДУ), описанный в патенте фирмы «Motorola» US № 4.390.850, статический режим которого устанавливается резистором R0. Для повышения его Кос.сф предлагается схема рис. 3.6, в которой улучшение этого параметра обеспечивается с достаточно широкой гаммой входных параллельно-балансных каскадов (на биполярных или полевых 175

транзисторах, с транзисторными источниками тока и без транзисторных источников тока, по схеме дифференциальных преобразователей «напряжение-ток» и т.д.).

Рис. 3.5. Схема предлагаемого каскодного ДУ с повышенным ослаблением синфазного сигнала [11] На основе обобщенных формул [10] можно найти, что при K i12.1 ≈ 1 коэффициенты передачи синфазного uc и дифференциального u c1 − u 2 сигналов схемы рис. 3.5: u Rн K у.сф = н ≈ y 0 (1 − K i12.1 ) , (3.5) uc 2 + β3 K i K y ≈ 0,5R н / rэ1 , где Кi – коэффициент передачи по току усилителя обратной связи УТ1. Как следствие, в схеме рис. 3.5 Кос.сф улучшается в Ni раз: 1 − K i12.1 −1 K ос .сф = y 0 rэ1 2 + β K , 3 i N c = 0,5(2 + β 3 K i ) >> 1 . (3.6) Если β3 = 100 , K i = 1 , то получаем, что для КДУ (рис. 3.6) выигрыш по Кос.сф достигает значения N c ≈ 51 >> 1.

176

Рис. 3.6. Каскодный ДУ с цепью согласования потенциалов УТ1 на основе каскада с общей базой [11] Для схемы КДУ (рис. 3.7) произведение β3K i > 103 , что обеспечивает еще более высокие значения Nc.

Рис. 3.7. Каскодный ДУ с цепью согласования потенциалов УТ1 на основе каскада с общим коллектором [11] Полученные выше теоретические выводы подтверждаются результатами компьютерного моделирования сравниваемых КДУ как для случая, когда статический режим входного каскада устанавливается классическим источником опорного тока (ИОТ) (рис. 3.8), а также для случая, когда ИОТ в сравниваемых схемах идеальны ( y 0 = 0 ) (рис. 3.9). 177

Рис. 3.8. Результаты компьютерного моделирования сравниваемых схем с типовым источником опорного тока (R0)

Рис. 3.9. Результаты компьютерного моделирования сравниваемых схем при идеальном источнике опорного тока ( R 0 = ∞ ) Существенное достоинство схем рис. 3.6–3.8 состоит также в том, что в них обеспечивается повышение Кос.сф при выполнении входного каскада по другим многочисленным модифицированным схемам параллельно-балансных усилителей.

3.1.3. Дифференциальные усилители с обратной связью в выходной цепи «перегнутого» каскода Повышение Кос.сф каскодного усилителя (рис. 3.11) обеспечивается путем введения обратной связи в выходной цепи «перегнутого» каскода. Особенность этой схемы – выполнение токостабилизирующих двухполюсников I1 и I2 в виде резисторов. В схемах рис. 3.10 реализуются предельные значения диапазона изменения входного синфазного сигнала, не 178

достижимые при других вариантах построения ДУ. Причем повышение Кос.сф обеспечивается с достаточно широкой гаммой входных параллельнобалансных каскадов.

а)

б) Рис. 3.10. Архитектура предлагаемого КДУ с повышенным Кос.сф. (а) и его модификация (б) [35]

179

В схемах рис. 3.10 существенно уменьшается передача синфазных токов iк1, iк2 в цепь нагрузки Rн. Определим взаимосвязь тока i к 6 = i н и i к1 = i к 2 = f (R 0 , u c ) в эквивалентной схеме ДУ (рис. 3.11).

Рис. 3.11. Эквивалентная схема КДУ (рис. 3.10) для расчета Кос.сф Токи iк2 и iк1 создают в узлах «А» и «В» напряжения uэ R вх.эф.6 uэ ≈ R2 iк2 , 2 где Rвх.эф.6 – входное сопротивление для синфазных токов iк1 и iк2 по цепи эмиттера VT6. Расчет параметра R вх.6 ≈ R вх.7 можно выполнить с учетом следующей последовательности преобразований: u − uб i э6 = э , rэ6 u б ≈ R б (i б 4 + i б 7 + i б 6 + i б 5 + i к 3 ) , u б ≈ R б {4i б 6 + α 3 (i э4 + i э7 )} , u б ≈ R б {4i б6 + 2α 3i б6 }, u б ≈ R б {4i э6 (1 − α 6 ) + 2α 3i э6 }, u б ≈ R б i э6 [4(1 − α 6 ) + 2α 3 ] ≈ 2R б i э6 , где Rб – эквивалентное сопротивление в цепи базы VT4-VT7; rэ6 = rэ7 – дифференциальное сопротивление эмиттерного перехода VT6, VT7. Поэтому эффективное входное сопротивление VT6 по цепи эмиттера  R  u R вх.эф.6 = э = rэ6 1 + б [4(1 − α 6 ) + 2α 3α 6 ] . i э6  rэ6  180

Таким образом, в схеме рис. 3.11 входное сопротивление по цепи эмиттера VT6 для синфазных токов i к1 = i к2 принимает достаточно большое значение R вх.эф.6 ≈ 2R б >> R1 ≈ R 2 . Как следствие, приращение коллекторного тока i к 6 ≈ i э6 , зависящее от iк1, мало: i к6 ≈ i н ≈ i э6 = i к2 K id , i R2 где K id = э6 ≈ > 1 . R2 Эти выводы подтверждают результаты компьютерного моделирования сравниваемых КДУ. При R 0 = 10 кОм в предлагаемой схеме Кос.сф повышается на 70 дБ, то есть более чем в тысячу раз. 181

Рис. 3.12. Амплитудно-частотные характеристики сравниваемых КДУ

3.2. Методы повышения синфазной помехоустойчивости комплементарных дифференциальных усилителей В аналоговой микросхемотехнике широкое применение нашли дифференциальные усилители (ДУ) на основе двух параллельно включенных комплементарных дифференциальных каскадов (ДК) с токостабилизирующими двухполюсниками в эмиттерных цепях входных транзисторов (так называемые «dual input stage») [26].

Рис. 3.13. Классическая схема комплементарного ДУ При этом выходы ДК могут подключаться либо к комплементарным выходным повторителям тока (рис. 3.14), либо к комплементарным выходным каскадам, выполненным на транзисторах по схеме с общей базой (рис. 3.15). 182

Рис. 3.14. Первая базовая схема двухкаскадного классического комплементарного ДУ с rail-to-rail выходом (патент США № 5.291.149) Причем ДУ с архитектурой (рис. 3.15) относятся к самым широкополосным. С другой стороны, схема рис. 3.14 обеспечивает максимальную амплитуду выходного напряжения, близкую к напряжению питания.

Рис. 3.15. Вторая базовая схема двухкаскадного комплементарного ДУ на основе «перегнутых» каскодов По архитектуре рис. 3.14–3.15 выполнены операционные усилители ведущих микроэлектронных фирм. Причем в качестве токостабилизирующих двухполюсников каждого из параллельно включенных ДК таких ДУ могут применяться резисторы – если усилитель не работает с синфазным сигналом. Однако последний вариант построения ДУ практически не используется в структуре операционных усилителей и компараторов, т.к. он 183

не дает приемлемых значений коэффициента ослабления входного синфазного сигнала (Кос.сф). Это связано с тем, что для получения больших значений Кос.сф необходимо выбирать сопротивление токостабилизирующих резисторов на уровне сотен килом, что создает проблемы со статическим режимом при низковольтном питании ( E п = 1,5 ÷ 5 В ). В технической литературе по аналоговой схемотехнике хорошо известно следующее правило построения ДУ: «в качестве токостабилизирующих двухполюсников ДУ не следует применять резисторы» (Ежков, Ю.С. Справочник по схемотехнике усилителей / Ю.С. Ежков. – М., Радиософт, 2002. – С. 81 (3-й абзац сверху)). Третьей модификацией комплементарного ДУ является схема, описанная в патенте фирмы Motorola US 5.153.529, которая использует все четыре выхода у входных каскадов ДУ1, ДУ2 (рис. 3.16). По такой архитектуре выполнены операционные усилители ведущих микроэлектронных фирм (AD8631, AD8632, HA2539 и др.). Однако в ОУ с архитектурой AD8632, несмотря на применение транзисторных источников опорного тока, коэффициент ослабления входного синфазного сигнала (Кос.сф) также получается небольшим (50…60 дБ). + I1

I2

ДУ1 VT3 VT1

VT4

VT2 -Ес1 A1

VT5 Вх.1

-Ki

Вх.2

-

Вых

+ VT6 -Ес2 ДУ2

VT7

VT8

VT9

VT10

I3

I4 -

Рис. 3.16. Третья базовая схема классического комплементарного ДУ Это связано с тем, что выходное сопротивление простейших источников опорного тока на основе «токовых» зеркал, обеспечивающих наиболее широкий диапазон изменения входных синфазных напряжений КДУ, достаточно мало (30…60 кОм). Действительно, выходное сопротивление (Rвых) современных транзисторов в схеме с общим эмиттером определяется напряжением Эрли (Uэ) и статическим током эмиттера Iэ: 184

Uэ . Iэ Необходимо подчеркнуть, что уменьшение горизонтальных и вертикальных размеров интегральных биполярных транзисторов, направленное на увеличение граничной частоты усиления и степени интеграции микросхем, приводит к более сильному влиянию коллекторного напряжения на толщину активной базы. Результатом этого является уменьшение напряжения Эрли и выходного дифференциального сопротивления. Так, если напряжение Эрли для дискретных n-p-n транзисторов составляет U э.N = 80...200 В, а p-n-p – U э.N = 40...150 В, то транзисторы современных интегральных устройств имеют гораздо меньшее напряжение Эрли: U э.N = 20...40 В, U э.P = 15...30 В (О.В. Дворников, [6]). Кроме этого, напряжение Эрли интегральных горизонтальных p-n-p транзисторов ( U э.P ) обычно меньше, чем для транзисторов n-p-n – U э.P < U э.N . Таким образом, небольшие напряжения Эрли современных интегральных транзисторов не позволяют получить (при миллиамперных токах) их выходные сопротивления больше 30–60 кОм, что отрицательно сказывается на многих параметрах КДУ и, в частности, на его коэффициенте ослабления входного синфазного сигнала (Кос.сф.). Рассмотренные в главе 2 архитектурные решения позволяют обеспечить более высокое ослабление синфазных сигналов в рассмотренных базовых схемах комплементарных ДУ. Все предлагаемые ниже схемы КДУ следует разделить на четыре большие группы: – КДУ с выходным каскадом на комплементарных повторителях тока; – КДУ с выходным каскадом на основе комплементарных «перегнутых» каскодов; – КДУ с гибридным выходным каскадом; – КДУ с инвариантной архитектурой выходного каскада. Такое деление связано с особенностями формирования каналов компенсации синфазных ошибок, которые функционально интегрированы со вторым каскадом КДУ. Так, дифференциальные усилители с инвариантной архитектурой (четвертая группа) выходного каскада не имеют ограничений на способы подключения входных ДУ к нагрузке – здесь могут применяться как повторители тока (рис. 3.14), так и каскады с общей базой (рис. 3.15). В КДУ второй группы используются комплементарные перегнутые каскоды. В КДУ первой группы работают только с выходными токовыми зеркалами на комплементарных транзисторах. Для гибридных схем КДУ характерно применение как инвертирующих, так и неинвертирующих повторителей тока. 1 R вых = у -вых =

185

3.2.1. ДУ с выходным каскадом на комплементарных повторителях тока Применение принципа взаимной компенсации импедансов двухполюсников в ДУ позволяет синтезировать на базе архитектуры рис. 3.20 схему рис. 3.17, имеющую более высокое ослабление синфазного сигнала.

Рис. 3.17. Схема предлагаемого ДУ с повышенным Кос.сф [20] Рассмотрим работу ДУ рис. 3.17. Изменение входного синфазного напряжения на входах ДУ Вх.1 и Вх.2 на величину u c = u c1 = u c 2 приводит к изменению токов через двухполюсники R1 и R2: i R1 ≈ u c y1 , iR2 ≈ u c y2 , (3.8) где y1 , y 2 – проводимости двухполюсников R1 и R2. Поэтому коллекторные токи транзисторов VT1 и VT2: i (3.9) i к 2 ≈ K 2.3 α 2 y1u c ≈ R1 ; 2 i i к1 ≈ K 1.4 α1 y 2 u c ≈ R 2 , (3.10) 2 где K 1.4 (K 2.3 ) ≈ 0,5 – коэффициент деления тока i R 2 ( i R1 ) между эмиттерами транзисторов VT1, VT4 (VT2, VT3); α1 ≈ 1 , α 2 ≈ 1 – коэффициенты передачи по току эмиттеров транзисторов VT1, VT2. Коллекторные токи транзисторов VT1 и VT2 i к1 , i к 2 передаются через «токовые» зеркала ПТ1 и ПТ2 на выход ДУ и создают две составляющие тока нагрузки iн: i к 5 = K i12.1 ⋅ i к1 = K i12.1K 1.4 α1 y 2 u c , (3.11) i к7 = K i12.2 ⋅ i к 2 = K i12.2 K 2.3 α 2 y1u c . (3.12) 186

С другой стороны, токи двухполюсников R1 ( i R1 ) и R2 ( i R2 ) поступают на входы дополнительных «токовых» зеркал ПТ3 и ПТ4 и также создают в нагрузке две другие составляющие тока iн i i к6 = K i12.3 ⋅ i R1 ≈ K i12.3 y1u c ≈ R1 , (3.13) 2 i i к8 = K i12.4 ⋅ i R 2 ≈ K i12.4 y 2 u c ≈ R 2 . (3.14) 2 Причем направления этих токов противоположны направлению токов i к5 и i к7 . Поэтому в выходном узле ДУ происходит попарная взаимная компенсация синфазных составляющих ошибки i н = i к 5 − i к8 + i к 7 − i к 6 . (3.15) С учетом (3.11) и (3.14) формулу (3.15) можно представить в виде i н = u c {y 2 K i12.1K 2.3 α 2 (1 − N к1.4 ) + y1K 1.4 K i12.2 α1 (1 − N к 2.3 )}, (3.16) K i12.4 где N к1.4 = ≈ 1 – коэффициент неидентичности «токовых» K i12.1K 2.3 α 2 K i12.3 зеркал ПТ1 и ПТ4; N к 2.3 = ≈ 1 – коэффициент неидентичноK i12.2 K 1.4 α1 сти «токовых» зеркал ПТ2 и ПТ3. Так как коэффициенты K i12.3 = 0,5K i12.2 , K 1.4 = 0,5 , K i12.4 = 0,5K i12.1 , K 2.3 = 0,5 , то из (3.16) следует, что в предлагаемом ДУ существенно уменьшается эффект «прохождения» входного синфазного сигнала uс на выход ДУ. Так, в сравнении с базовой схемой рис. 3.14 коэффициент передачи uc на выход ДУ уменьшается в А раз, где K сф.прот K i12.1K 2.3 α 2 y 2 + K i12.2 K 1.4 α1 y1 A= = >> 1 , K сф.з y 2 K i12.1K 2.3 α 2 (1 − N к1.4 ) + y1K 1.4 K i12.2 α1 (1 − N к 2.3 ) u вых – коэффициент передачи входного синфазного сигнаuc ла uc базового ДУ (рис. 3.14); K сф.з – коэффициент передачи входного

где K сф.прот =

синфазного сигнала предлагаемого ДУ. На рис. 3.18 представлены схемы компьютерных моделей ДУ в среде PSpice.

187

tp15 Q29

tp15 Q30

Q6 tp15

V5 5

Q7 tp15

tp15 Q5

tp15 Q1

R7 4k

R1 4k out1

R9 1 in1+p

Q34 tn15

Q35 tn15

R3 1

tp15 Q36

Q33 V6 tp15

Q12 tn15

in+p

Q13 tn15

tp15 Q14

0

Q11 V2 tp15

0

0

VOFF = 0 VAMPL = 1 FREQ = 1k

V1 5

tp15 Q2

0

VOFF = 0 VAMPL = 1 FREQ = 1k

R11

R5 4k

V8 5

4k

V4 5

0

0

Q41 tn15

tn15 Q20

Q19 tn15

Q42 tn15

Q21 tn15

Q22 tn15

а)

Q23 tn15

б) tp15 Q7

tp15 Q8

tp15 Q1

tp15 Q2

tp15 Q3

V1 5

R1 4k out1 R3 1 Q12 tn15

in+p

Q13 tn15

tp15 Q14

Q11 V2 tp15

0

0

VOFF = 0 VAMPL = 1 FREQ = 1k

R5 4k

V4 5

0 Q23 tn15 Q19 tn15

Q20 tn15

Q21 tn15

Q22 tn15

в) Рис. 3.18. Схемы классического (а) и предлагаемых (б), (в) КДУ в среде PSpice

3.18а 103

10 4

105

106

107

108

109

Рис. 3.19. Результаты компьютерного моделирования ДУ в среде PSpice 188

Полученные выше выводы подтверждаются результатами моделирования рассмотренных схем в среде PSpice с использованием параметров интегральных транзисторов ФГУП НПП «Пульсар» (рис. 3.18, 3.19) – предлагаемый ДУ имеет более чем на порядок лучшие значения коэффициента ослабления входных синфазных сигналов по сравнению с базовой схемой (на 24–27 дБ).

3.2.2. ДУ с выходным каскадом на основе комплементарных «перегнутых» каскодов Во второй базовой схеме двухтактного комплементарного ДУ (рис. 3.15) выходной каскад обеспечивает суммирование приращений коллекторных токов ДУ1 и ДУ2 iк1 и iк4, обусловленных проводимостями y1 и y2 токостабилизирующих двухполюсников. Действительно, при изменении входного синфазного сигнала u c = u c1 = u c 2 в ДУ (рис. 3.15) изменяются токи через двухполюсники R1 и R2 iR2 ≈ ucy2 , i R1 ≈ u c y1 , (3.17) где y1 , y 2 – проводимости двухполюсников R1 и R2. Эти токи делятся пополам в эмиттерных цепях транзисторов VT1, VT2, VT3, VT4. Поэтому коллекторные токи транзисторов VT2 и VT4: i к 2 = K1.2 α 2 y1u c , i к 4 = K 3 .4 α 4 y 2 u c , (3.18) где K 1.2 ≈ K 3.4 – коэффициенты деления токов в общей эмиттерной цепи дифференциальных каскадов; α 4 ≈ 1 , α 2 ≈ 1 – коэффициенты усиления по току эмиттера транзисторов VT2 и VT4. Причем i rэ1 (3.19) K 1 .2 = э 2 = ≈ 0,5 ; i R1 rэ1 + rэ 2 i rэ3 (3.20) K 3 .4 = э 4 = ≈ 0,5 , i R 2 rэ3 + rэ 4 где rэ1 ≈ rэ 2 ; rэ3 ≈ rэ 4 – сопротивления эмиттерных переходов транзисторов VT2, VT3, VT1, VT4. В результате ток в нагрузке Rн, обусловленный синфазным сигналом u c i вых = i к5 + i к 6 = α 5 i к 2 + α 6 i к 4 (3.21) или i вых = u c (α 5 K 1.2 α 2 y1+ α 6 K 3.4 α 4 y 2 ) ≈ 0,5u c ( y1 + y 2 ) . (3.22) Если на вход Вх.1 и Вх.2 ДУ подается дифференциальный сигнал u вх = u c1 − u c 2 , то ток в нагрузке Rн, обусловленный этим сигналом u вх u вх u i *вых = + ≈ вх , (3.23) rэ1 + rэ 2 rэ3 + rэ 4 rэ где rэ = rэ1 = rэ 2 = rэ3 = rэ 4 . 189

По определению Кос.сф может быть рассчитан по формуле: i *вых R н i вых R н К ос.сф = . (3.24) u вх uc После преобразований (3.24) с учетом (3.22) и (3.23) при y1 = y 2 находим, что в классическом ДУ (рис. 3.15) −1 К ос (3.25) .сф ≈ y 2 rэ = y1rэ . Таким образом, при R 2 = R1 = 10 кОм и статическом токе эмиттеров I э = 250 мкА транзисторов VT2, VT3, VT1, VT4 численные значения: К ос.сф = 100 (или 40 дБ). Эти расчетные данные совпадают с результатами компьютерного моделирования ДУ (рис. 3.15). Первая базовая схема. В предлагаемом ДУ (рис. 3.20) повышение коэффициента ослабления входных синфазных сигналов ДУ при относительно небольших внутренних сопротивлениях токостабилизирующих двухполюсников обеспечивается за счет собственной компенсации влияния R1, R2 на Кос.сф. При этом, в качестве R2 и R1 могут применяться сравнительно низкоомные резисторы. Рассмотрим работу ДУ со схемой рис. 3.20.

Рис. 3.20. ДУ с собственной компенсацией сопротивлений резисторов R1, R2 [19] Изменение входного синфазного напряжения на входах ДУ Вх.1 и Вх.2 на величину u c = u c1 = u c 2 приводят к изменению токов через двухполюсники R1 и R2: i R 2 ≈ u c y 2 , i R1 ≈ u c y1 , (3.26) где y1 , y 2 – проводимости двухполюсников R1 и R2. 190

Поэтому коллекторные токи транзисторов VT1 и VT2, а также VT5 и VT7, VT8 и VT6: i к 3 ≈ K 3 .2 α 3 y 1 u c ; (3.27) i к1 ≈ K 1.4 α1 y 2 u c ; (3.28) i к 5 ≈ K i.5 α 5 i R1 = K i.5 α 5 y1u c ; (3.29) i к 7 ≈ K i.7 α 7 i R 2 = K i.7 α 7 y 2 u c ; (3.30) i к 6 ≈ α 6 i R1 = α 6 K 1.4 α1 y 2 u c ; (3.31) i к8 ≈ α 8 i к 3 = α 8 K 3.2 α 3 y1 , (3.32) где K 3.2 ≈ 0,5 ; K 1.4 ≈ 0,5 – коэффициенты усиления токов iR1 и iR2 в эмиттерной цепи VT3-VT2 и VT1-VT4; α1 ≈ α 2 ≈ α 5 ≈ α 7 ≈ α 8 ≈ 1 – коэффициенты усиления по току эмиттера VT1-VT8; K i.5 ≈ 0,5 ; K i.7 ≈ 0,5 – коэффициенты деления тока в эмиттерной цепи VT5 и VT7. Из уравнений (3.27)–(3.32) можно найти составляющую тока нагрузки, обусловленную синфазным сигналом на входе ДУ и коэффициент Ку.сф: i вых = i к5 + i к 7 − i к 6 − i к8 , (3.33) i вых = u c [ y1 (K i.5 α 5 − K 3.2 α 8 α 3 ) + y 2 (K i.7 α 7 − K 1.4 α 6 α1 )] , (3.34) i R K y.сф = вых н ≈ uc (3.35) ≈ y1[K i.5 б 5 − K 3.2 б 3б 8 ]R н + y 2 [K i.7 б 7 − K1.4 б 6 б1 ]R н , где R н – сопротивление резистора нагрузки. Аналогично найдем выходной ток i *вых.4 и усиление дифференциального сигнала uвх ДУ (рис. 3.20): u K y = R н rэ , i *вых = вх , rэ где rэ – дифференциальное сопротивление эмиттерных переходов VT1-VT4. Поэтому коэффициент ослабления входных синфазных сигналов −1 (3.36) K ос .сф ≈ y1 rэ K ∆1 + y 2 rэ K ∆ 2 , где

K ∆1 = K i.5 α 5 − K 3.2 α 3 α 8 ≈ 0 ,

(3.37)

(3.38) K ∆ 2 = K i.7α 7 − K1.4α 6α1 ≈ 0 . Из уравнения (3.36) следует, что в предлагаемом ДУ влияние R1 и R 2 на Кос.сф ослабляется в Ni раз, где 1 1 Ni = ≈ >> 1 . (3.39) | K i.5 α 5 − K 3.2 α 3 α 8 | | K i.7 α 7 − K 1.4 α 6 α1 | Благодаря попарной идентичности коэффициентов передачи по току, входящих в уравнения (3.36)–(3.38), знаменатель формулы (3.39) близок к нулю. Следовательно, в схеме рис. 3.20 существенно повышается Кос.сф ДУ. Компьютерное моделирование (рис. 3.21б) подтверждает данный вывод. 191

Важнейшее свойство предлагаемой схемы ДУ – широкий допустимый диапазон изменения синфазного сигнала (Uc.max) – практически равный его напряжению питания (Еп). Следует обратить внимание, что построение высокоэффективных входных дифференциальных каскадов с

U c. max ≈ ± E п относится к числу актуальных проблем современной аналоговой микросхемотехники. v cc I3 1m

I4 0.5m

V3 0.8

R2 10k VT4 TP15S

VT6 TP15S VT5 TP15S

in+c

0

VT13 TN15S

VT9 TP15S

VT10 TP15S

0

VT14 TN15S

ROUTC 1

VS2

0 0

R8 10k

VT18 TN15S

VT19 TN15S

VT20 TN15S V5 0.8

I7 1m

I8 0.5m v ee

а)

б) Рис. 3.21. Схема ДУ (рис. 3.20) в среде PSpice (а) и результаты компьютерного моделирования (б) Полученные выше выводы подтверждаются результатами моделирования в среде PSpice с использованием моделей интегральных транзисторов ФГУП НПП «Пульсар» (г. Москва) (рис. 3.21б). Вторая базовая схема. Для повышения Кос.сф в предлагаемой схеме рис. 3.22 вводятся дополнительные каналы собственной компенсации токов через токостабилизирующие двухполюсники R1 и R2. Рассмотрим работу схемы рис. 3.22.

192

Рис. 3.22. Дифференциальный усилитель с собственной компенсацией R1 и R2 [39] Рассмотрим работу схемы рис. 3.22. Изменение входного синфазного напряжения на входах ДУ Вх.1 и Вх.2 на величину u c = u c1 = u c 2 приводят к изменению токов через двухполюсники R1 и R2: iR2 ≈ u c y2 , i R1 ≈ u c y1 , (3.40) где y1 , y 2 – проводимости двухполюсников R1 и R2. Поэтому коллекторные токи транзисторовVT1 и VT2: i i к 2 ≈ K 2.3 α 2 y 2 u c ≈ R2 ; (3.41) 2 i i к1 ≈ K 1.4 α1 y1u c ≈ R1 , (3.42) 2 где K1.4(K 2.3) ≈ 0,5 – коэффициент деления тока i R1 ( i R 2 ) между эмиттерами транзисторов VT1, VT4 (VT2, VT3); α1 ≈ 1 , α 2 ≈ 1 – коэффициенты передачи по току эмиттеров транзисторов VT2, VT1. Коллекторные токи транзисторов VT1 и VT2 усиливаются в два раза дополнительными неинвертирующими усилителями тока ПТ1, ПТ2 («токовыми» зеркалами ПТ1 и ПТ2 ( K i1 ≈ K i 2 ≈ 2 )). Поэтому эмиттерные токи транзисторов VT6 и VT8 (при больших сопротивлениях двухполюсников R3 и R4) i э6 ≈ i1 − i R2 = K i1i к1 − i R2 , (3.43) i э8 ≈ i R1 − i 2 = i R1 − K i2 i к2 , (3.44)

193

i1 ≈ 2 – коэффициент усиления по току дополнительного неинi к1 i вертирующего усилителя тока ПТ1; K i2 ≈ 2 ≈ 2 – коэффициент усиления i к2 по току неинвертирующего усилителя тока ПТ2. После преобразования (3.43) и (3.44) с учетом (3.41) и (3.42) можно найти ток нагрузки ДУ, обусловленный синфазным сигналом u c i н = i к8 − i к 6 или i н = u c [ y 2 (1 − K i 2 K 2.3α 2 ) + y1 (1 − K i1K1.4 α1 )] . (3.45) Учитывая, что K i2 K 2.3 α 2 ≈ 1 , K i1K 1.4 α1 ≈ 1 , из (3.45) следует, что в рассматриваемом ДУ существенно ослабляется влияние проводимостей y1 и y1 на передачу синфазного сигнала на выход, которая в идеальном случае должна быть близка нулю. С другой стороны, выходной ток, обусловленный синфазным сигналом в классическом ДУ (рис. 3.15) i н = u c ( y1 + y 2 ) . Поэтому коэффициент ослабления входных синфазных сигналов в ДУ (рис. 3.20) улучшается в сравнении с ДУ-прототипом как минимум в N c раз: где K i1 ≈

y1 + y 2 >> 1 . (3.46) y 2 (1 − K i2 K 2.3 α 2 ) + y 2 (1 − K i1K 1.4 α1 ) Аналогичным анализом можно показать, что в классическом ДУ (рис. 3.20) улучшается в N n ≈ N c раз и другой важный параметр – коэффициент подавления помехи по питанию. Схемы исследованных устройств в среде компьютерного моделирования PSpice представлены на рис. 3.23, а на рис. 3.24 показаны результаты их компьютерного моделирования. Nc =

v cc

PARAM ET ERS: R1 200

Vac = 1 Vtr = 0.5 Vdc = 0

VT1 TP15S

R2 200

VT3 TP15S

VT4 TP15S

VT2 TP15S

VCC1 5 R5 5k

I1 2m

ROUT_D in+d VS1

1 VT13 TN15S

0

VT9 TP15S

VT10 TP15S

R7 5k

VT14 TN15S

0

0

VT17 TN15S

VT21 TN15S

VT18 TN15S VEE1 5

VT22 TN15S R9 200

R10 200 v ee

Рис. 3.23. Компьютерная модель ДУ (рис. 3.20) в среде PSpice

194

Рис. 3.24. Результаты компьютерного моделирования КДУ Полученные выше теоретические выводы подтверждаются результатами моделирования схем в среде PSpice – предлагаемый ДУ имеет более чем на порядок лучшие значения коэффициента ослабления входных синфазных сигналов (на 26 дБ) (рис. 3.24). Третья базовая схема. Существенное повышение Кос.сф обеспечивается в предлагаемом ниже КДУ (рис. 3.25), выполненном на основе базовой схемы рис. 3.16. + I1

iк1

iк2

VT1

VT2

I2

VT3

VT4 +Ec1

iб5

iк5

iR1 iк4

VT5 R1

-

Вх.1 uс2

Вых

iн

Вх.2 +

Rн

uс3 R2

iк10

VT6 iR2

iк6

iб6

VT7

VT8

-Ес2 VT9

VT10 iк8

iк7

I3

I4 -

Рис. 3.25. Комплементарный ДУ с повышенным Кос.сф [36] При изменении синфазного сигнала на входах Вх.1 и Вх.2 u c = u c 2 = u c3 (например uc = 5 В) на величину uc изменяются напряжения на коллекторах транзисторов, входящих в источники опорного тока VT5 и VT6. Это приводит к изменению токов через их выходные проводимости у1 и у2 резисторов R1 и R2. 195

i R1 ≈ у1u с , i R2 ≈ у 2 u с . (3.47) На основании первого закона Кирхгофа для токов в схеме рис. 3.25 справедливы следующие соотношения: i к1 = 0,5(i R1 - i к5 ) , (3.48) i (3.49) i э3 ≈ i к3 ≈ i к1 = i б5 = к5 , β VT5 i к1 = i к2 = i к4 , (3.50) i к7 = 0,5(i R2 − i к6 ) , (3.51) i к8 = 0,5(i R2 − i к6 ) = i к10 , (3.52) i н = i к4 + i к10 , (3.53) i (3.54) i э9 = i к 9 ≈ i к7 = i б6 = к6 , β VT6 i к7 = i к8 = i к10 , (3.55) где β VT 5 ≈ β VT 6 >> 1 – коэффициент усиления по току базы транзисторов VT5 и VT6, входящих в структуру источников опорного тока. Из уравнений (3.47)–(3.55) при β VT5 ≈ β VT 6 можно найти токи коллекторов выходных транзисторов VT4 и VT10, ток и напряжение на нагрузке Rн:  β VT5   , i к4 ≈ 0,5u c y1 1 − (3.56) 2 + β VT5    β VT6 i к10 ≈ 0,5u c y 2 1 −  2 + β VT6 i н = i к10 + i к 4 ,  β u н = 0,5u c 1 −  2+β 

  , 

 [у1 + у 2 ]R н ,  

(3.57) (3.58) (3.59)

где β = β VT5 ≈ β VT6 . Таким образом, коэффициент передачи синфазного сигнала со входов Вх.1 и Вх.2 на выход КДУ (рис. 3.25)  β  u . K сф = н = 0,5R н (у1 + у 2 )1 − (3.60)   uc 2 + β   Учитывая, что коэффициент усиления дифференциального сигнала КДУ R Rн ≈ н. Ky ≈ rэ2 + rэ8 2rэ

196

Можно найти для схемы рис. 3.25

 β  −1 K ос.сф ≈ rэ ( у1 + у 2 )1 − , 2 + β   где rэ = rэ2 ≈ rэ8 – сопротивление эмиттерных переходов VT2, VT8. Следовательно, при одинаковых коэффициентах усиления дифференциального сигнала сравниваемых КДУ и одинаковых статических режимах схема рис. 3.25 имеет в Nc раз лучшее ослабление синфазных сигналов, где Nc ≈

1 β 1− 2+β I9 1mA

>> 1.

(3.61)

I10 2mA V9 1.2V

V3 15V

VT21

VT22

TP15S

TP15S

VT25 TN15S VT26 TN15S V11 1Vac 0Vdc

0

VT29 TN15S

0

R3 1

0

V6 15V VT31 TP15S

0 VT34 TP15S TP15S VT33

VT37 TN15S VT38 TN15S

I13 1mA

I14 2mA V13 1.2V

Рис. 3.26. Схема КДУ (рис. 3.25) в среде PSpice

Рис. 3.27. Амплитудно-частотные характеристики Кос.сф сравниваемых КДУ

197

Компьютерное моделирование Кос.сф предлагаемого и классического КДУ на моделях интегральных транзисторов ФГУП НПП «Пульсар» подтверждает полученные выше теоретические выводы: Кос.сф. улучшается на 35 дБ, т.е. более чем в 50 раз (рис. 3.27). Следует заметить, что повышение Кос.сф в ДУ (рис. 3.25) обеспечивается без ухудшения энергетических характеристик (токопотребления), а также диапазона изменения входных синфазных сигналов (Uc.max). Кроме этого, КДУ рис. 3.25 (рис. 3.26) может работать при малых напряжениях питания. Это является существенным достоинством данной схемы.

3.2.3. ДУ с гибридным выходным каскадом Основой построения этого широко распространенного подкласса дифференциальных усилителей являются параллельно-балансные ДУ1 и ДУ2 на транзисторах разного типа проводимости (рис. 3.28), управляющие либо инвертирующим, либо неинвертирующим двухтактным выходным каскадом с высоким выходным импедансом. В разделе 1 показано, что как в первом, так и во втором случае такие ДУ не обеспечивают эффективное подавление синфазных сигналов, обусловленное конечными значениями выходных проводимостей y1 и y 2 источников опорного тока I1 и I2, устанавливающих статический режим ДУ1 и ДУ2. Данный недостаток является характерной особенностью классической архитектуры dual-input-stage. +

ПТ1 i к1 ≈

i1 2

+ ДУ1

i1

u1

Вх.2(-)

+

uc1

i1 2

y1

I1 Вх.1(+)

i ПТ1 ≈

y2

I2

uc2 i ПТ2 ≈

u2

i вых ≈ 0

Вых. Rн

i2 2

i2 ПТ2 ДУ2 -Ес1

i к2 ≈

i2 2

-

Рис. 3.28. Архитектура ДУ подкласса dual-input-stage с повышенным Кос.сф

198

Существенное повышение Кос.сф обеспечивается в ДУ (рис. 3.28) за счет несимметричного построения выходного каскада, который выполнен на основе инвертирующей (ПТ1) и неинвертирующей (ПТ2) подсхем. Входной синфазный сигнал u c = u c1 = u c2 ≈ u 1 ≈ u 2 создает приращения токов i1 и i2 через выходные проводимости y1 и y 2 ( i1 = u с y1 , i 2 = u с y 2 ), которые делятся пополам в эмиттерных цепях ДУ1, ДУ2. Как следствие, выходной ток iПТ1 токового зеркала ПТ1 создает в нагрузке Rн составляющую синфазной ошибки K y i ПТ1 ≈ iПТ1 1 u c , (3.62) 2 где K iПТ1 ≈ 1 – коэффициент усиления по току «токового» зеркала ПТ1. С другой стороны, выходной ток ДУ2 iк2 передается через каскад с общей базой ПТ2 и создает в нагрузке Rн составляющую iПТ2, которая противоположна по направлению составляющей iПТ1 K y i ПТ2 ≈ iПТ 2 2 u c , (3.63) 2 где K iПТ 2 ≈ 1 – коэффициент усиления по току каскада с общей базой ПТ2. Следовательно, выходной ток ДУ iвых, обусловленный наличием на входах Вх.1(+) и Вх.2(-) синфазного сигнала: u i вых = c (K iПТ1 y1 − K iПТ 2 y 2 ) . (3.64) 2 Так как K iПТ1 ≈ 1 , K iПТ 2 ≈ 1 , то при y1 = y 2 i вых ≈ 0 . Это означает, что в данной схеме в отличие от [8] существенно ослабляется «прохождение» синфазной помехи со входов Вх.1(+), Вх.2(-) в нагрузку Rн. Поэтому данная составляющая К iПТ1 y1 − К iПТ2 y 2 −1 , (3.65) К ос .сф ≈ 0,5 y 21.1К iПТ1 + y 21.2 К iПТ2 i i где y 21.1 = к1 ; y 21.2 = к2 ≈ (2rэ ) −1 ≈ y 21.1 . u вх u вх Следовательно, выигрыш по ослаблению синфазных сигналов, который дает данный схемотехнический прием: К y + К iПТ2 y 2 µ с = iПТ1 1 >> 1 . (3.66) К iПТ1 y1 − К iПТ2 y 2 Таким образом, схема рис. 3.28 эффективна при близких значениях y1, y2, а также при K iпт1 = K iпт 2 .

3.2.4. ДУ с инвариантной архитектурой выходного каскада Первая базовая схема. Основная идея построения КДУ (рис. 3.29) состоит в нетрадиционном построении источников опорного тока (VT5, VT8), при котором параллельно выходному транзистору ИОТ вводится 199

компенсирующий канал с глубокой отрицательной обратной связью (см. раздел 1). В результате взаимодействия выходных транзисторов ИОТ и параллельных каналов компенсации повышается Кос.сф.

Рис. 3.29. Комплементарный ДУ с повышенным коэффициентом ослабления синфазного сигнала Кос.сф [40,43] При изменении синфазного сигнала на входах Вх.1 и Вх.2 (например, uc = 5В) на величину uc изменяются напряжения на коллекторах транзисторов VT5 и VT6, VT9 и VT8: u c5 ≈ u c6 ≈ u c9 ≈ u c8 ≈ u с ≈ 5 В . Это приводит к изменению токов через выходные проводимости у5, у6, у9, у8 транзисторов VT5 , VT6 , VT9 , VT8 i5 ≈ у5u с , i6 ≈ у6u с , i 9 ≈ у 9 u с , i8 ≈ у8 u с . На основании первого закона Кирхгофа для токов транзисторов VT10, VT9 и VT8 справедливы следующие соотношения: i э10 = i 9 - i к9 , (3.67) i к9 = β 9 i б9 = i 9 - i э10 , (3.68) i к10 = i б9 + i б8 ≈ 2i б9 ≈ 2i б8 , (3.69) i э10 ≈ i к10 , (3.70) где β 9 ≈ β8 >> 1 коэффициент усиления по току базы транзисторов VT9 и VT8. 200

Из приведенных выше уравнений можно найти, что при β 9 >> 1 ток коллектора транзистора VT8 приблизительно равен току коллектора транзистора VT9 u у (3.71) i к8 ≈ i к9 ≈ c9 9 ≈ у 9 u c9 ≈ y 9 u c . 2 1+ β9 Поэтому в предлагаемой схеме суммарный ток i0 общей эмиттерной цепи дифференциального каскада VT3-VT4, обусловленный синфазным сигналом uc, значительно меньше, чем аналогичный ток i0 в классическом ДУ: i 0 = i 8 - i к8 , (3.72) у9 (3.73) i 0 = u с у8 u . 2 с 1+ β9 После преобразований формулу (3.73) можно привести к виду: (3.74) i 0 = u с у 8 [1 − К н1 ] , где Кн1 – коэффициент неидентичности выходных проводимостей транзисторов VT9 и VT8. Причем у 1 . (3.75) К н1 = 9 2 у8 1+ β9 Учитывая, что статический режим транзисторов VT9 и VT8 практически одинаков, а β 9 >> 1, можно считать, что у 9 ≈ у 8 , и поэтому Кн1 ≈ 1. Как следствие, токи на выходах Вых.3 и Вых.4, обусловленные синфазным сигналом на входах КДУ, существенно уменьшаются. Поэтому крутизна передачи синфазного сигнала, например, на выход «Вых.u» также уменьшается i Scc = вых.u = 0,5 y8 (1 − K н1 ) . uc Если учесть, что крутизна передачи входного дифференциального сигнала u вх = u c1 − u c 2 к узлу Вых.u i 1 1 Scд = вых.u = = , u c1 − u c 2 rэ3 + rэ 4 2rэ то ослабление синфазных сигналов КДУ, обусловленное проводимостью y8 Scc −1 K ос .сф = S = rэ y8 (1 − K н1 ) , сд где rэ = rэ3 ≈ rэ4 – сопротивление эмиттерных переходов VT3, VT4. Таким образом, коэффициент ослабления входных синфазных сигналов повышается в сравнении с классическим КДУ в Nс1 раз, где

201

1 >> 1 . (3.76) 1 − К н1 Аналогично можно показать, что Кос.сф. КДУ для второй группы выходов Вых.1 и Вых.2 также улучшается в Nс2- раз, где 1 N с1 = >> 1 , (3.77) 1 − К н2 у где (3.78) К н2 ≈ 6 ≈ 1 . у5 Компьютерное моделирование Кос.сф предлагаемого (рис. 3.29) и известного (рис. 3.13) КДУ на моделях интегральных транзисторов ФГУП НПП «Пульсар» подтверждает полученные выше теоретические выводы: Кос.сф. улучшается для каждого из выходов более чем на порядок (рис. 3.30). N с1 =

I1 1mA V1 1.4V

VT5 TP15S

VT9 TP15S

VT8 TN15S VT11 TP15S

VT12 TN15S

VT13 TP15S VT3 TN15S

VT1 TP15S

V3 15V

VT4 TP15S

VT2 TN15S

0 V4 15V

V5 VOFF = 0 VAMPL = 0 FREQ = 0 AC = 1

VT10 TP15S VT14 TN15S

0

VT7 TN15S

VT6 TN15S

I2 1mA

V7 1.4V

а)

б) Рис. 3.30. Комплементарный ДУ в среде PSpice (а) и результаты моделирования его Кос.сф (б) 202

Следует заметить, что повышение Кос.сф в предлагаемом КДУ обеспечивается без ухудшения энергетических характеристик (токопотребления), а также диапазона изменения входных синфазных сигналов (Uc.max). Кроме этого, КДУ (рис. 3.29) может работать при малых напряжениях питания. Это является существенным достоинством данной схемы. Схема рис. 3.29 имеет ряд модификаций, в которых обратная связь в параллельном канале организуется с помощью «перегнутого» каскода. Он включается вместо стабилитрона VD1. Вторая базовая схема. Вторым доминирующим фактором (помимо у0 источников опорного тока), оказывающим существенное влияние на Кос.сф комплементарных ДУ, являются неодинаковые значения параметров внутренней обратной связи в транзисторах дифференциальных каскадов ДУ1 и ДУ2 (рис. 3.31).

Рис. 3.31. Комплементарный ДУ с идеальными источниками опорного тока I1 и I2 Действительно, из-за режимной зависимости глубины внутренней обратной связи входных транзисторов разность их h-параметров б б ∆h ij = h 12 .i − h 12. j , определяющая коэффициент ослабления входных синфазных напряжений (Кос.сф) КДУ, оказывается весьма значительной. Как следствие, при разных уровнях напряжений коллектор-база в статическом режиме (Uкб), которая имеет место во многих практических случаях (например, КДУ с активными нагрузками [26], КДУ с «перегнутыми» каскоб б дами [26] и т.д.), разность ∆h12.ij не равна нулю ( h 12 .i − h 12. j = ∆h 12.ij ≠ 0 ). Поэтому численные значения Кос.сф таких схем (даже при идеальных источниках опорного тока, устанавливающих токи эмиттера и совершенно идентичных входных транзисторах), лежат в пределах: −1 б б −3 −4 K ос .сф ≈ h12.2 − h12.3 = 10 ÷ 10 . В большинстве случаев этого недостаточно. 203

На рис. 3.32 приведена зависимость крутизны (Sсф) передачи синфазного сигнала (uc) КДУ (рис. 3.31) для первой и второй группы выходов при различных значениях разности координат статического режима входных транзисторов ∆U кб = Vdc = U кб1 − U кб 2 , где S сф = i вых u c , i вых – выходной ток КДУ:

Рис. 3.32. Зависимость крутизны (Sсф) передачи синфазного сигнала uc классического КДУ рис. 3.31 при идеальных источниках опорного тока I1 и I2 В идеальном случае должно быть: Sсф = 0 . Практический интерес представляют исследования зависимости разности коэффициентов внутренней обратной связи (h12-параметров) двух совершенно идентичных транзисторов различных микроэлектронных фирм от статического режима (напряжений коллектор-база, тока эмиттера). На рис. 3.33 показана схема эксперимента для транзисторов «кремний на германии» немецкой фирмы IHP в среде компьютерного моделирования Cadence, а на рис. 3.34 – зависимость разности ∆h12 = h12.1 − h12.2 = f (∆U кб ) пары этих идентичных транзисторов от разности их статических напряжений коллектор-база:

Рис. 3.33. Схема эксперимента на транзисторах SiGe 204

Рис. 3.34. Зависимость ∆h 12 = h 12.1 − h 12.2 = f (∆U кб ) пары транзисторов IHP от разности их статических напряжений коллектор-база ( ∆U кб ) Из графиков рис. 3.34, в частности, следует, что при отличии статического напряжения коллектор-база двух совершенно одинаковых SiGe б транзисторов IHP на величину ∆U кб ≈ 0,6В их разность ∆h12 достигает

б ≈ 10 −3 . значения ∆h 12 Аналогичные выводы были сделаны и при исследовании интегральных транзисторов ФГУП НПП «Пульсар» в среде компьютерного моделирования PSpice (рис. 3.35, 3.36).

Рис. 3.35. Схема эксперимента при исследовании интегральных транзисторов ФГУП НПП «Пульсар» 205

10

3

h12

3

2

1

0 0

0.5 1.0 v(in+,in-)/v(out)

1.5

2.0

2.5

3.0

3.5

4.0

4.5

5.0

U кб

V_V1

Рис. 3.36. Зависимость ∆h 12 = h 12.1 − h 12.2 = f (∆U кб ) пары транзисторов ФГУП НПП «Пульсар» от разности их статических напряжений коллектор-база ( ∆U кб ) Здесь разность ∆h 12 пары совершенно идентичных транзисторов при б б −3 ДU кб ≈ 2,5 В равна ∆h 12 = h 12 .1 − h 12.2 ≈ 10 . Кроме этого, входные сопротивления для синфазных сигналов (Rвх.сф.1, Rвх.сф.2) классических КДУ, также зависящие от ∆h 12 и сопротивлений коллекторных переходов входных транзисторов, оказываются небольшими: R вх.сф1 ≈ R вх.сф2 ≈ 1 ÷ 2 МОм. (3.79) На рис. 3.38 показаны результаты компьютерного моделирования входного синфазного сопротивления классического КДУ (рис. 3.37) в среде PSpise на моделях интегральных транзисторов ФГУП НПП «Пульсар» при различных значениях разности ∆U кб = Vdc = U кб1 − U кб 2 , где U кбi – статическое напряжение коллектор-база i-го транзистора.

Рис. 3.37. Схема классического КДУ в среде PSpice 206

Рис. 3.38. Результаты компьютерного моделирования входного синфазного сопротивления классического КДУ при различных ∆U кб =Vdс Отмеченные выше недостатки устраняются в предлагаемой ниже схеме КДУ (рис. 3.39): ∑

u I1

u I2

а)

б)

Рис. 3.39. Предлагаемый КДУ (а) и схема его включения в структуре операционного усилителя (б) [37] Рассмотрим особенности работы ДУ (рис. 3.39а). В статическом режиме, когда u c1 = u c 2 = 0 , токи эмиттеров транзисторов VT1, VT2, VT3, VT4, VT5, VT6, VT7 и VT8 определяются токами I I через двухполюсники I1 и I2: I эi ≈ 1 = 2 . 2 2 Напряжения коллектор-база транзисторов VT3 и VT4, VT5 и VT6 близки к нулю. Однако транзисторы работают в активном режиме. 207

При изменении синфазного сигнала на входах Вх.1 и Вх.2 uc=uc1=uc2 на величину uc (например, uc=5 В) изменяются напряжения на токостабилизирующих двухполюсниках I1 и I2: u I = u I ≈ u с . 1

2

Как следствие, на величину uс изменяется напряжение на базах транзисторов VT1 и VT2, а также VT7 и VT8. При этом напряжения коллекторбаза транзисторов VT3 и VT4 и VT5, VT6 остаются постоянными во всем диапазоне uc, что исключает влияние их внутренних обратных связей на Кос.сф и входное сопротивление для синфазного сигнала Rвх.сф. На рис. 3.40 показана схема КДУ (рис. 3.39) в среде PSpice, а на рис. 3.41 – зависимость ее крутизны S сф от ∆U кб = Vdc в разных масштабах.

Рис. 3.40. Схема предлагаемого КДУ в среде PSpice Действительно, сравнение рис. 3.41 и рис. 3.40 показывает, что в предлагаемом КДУ существенно ослабляется зависимость Sсф (т.е. Кос.сф) и Rвх.сф от неидентичности статических напряжений коллектор-база выходных транзисторов. При этом существенно улучшаются абсолютные значения этих параметров: – Кос.сф на 20 дБ (в 10 раз); – Rвх.сф с 1,8÷1,9 МОм до 70÷80 МОм, т.е. в 35÷40 раз. Следует заметить, что повышение Кос.сф и Rвх.сф в предлагаемом КДУ обеспечивается без ухудшения энергетических характеристик (токопотребления), а также диапазона изменения входных синфазных сигналов (Uc.max). Кроме этого, КДУ (рис. 3.39) может работать при малых напряжениях питания. Это является его существенным достоинством.

208

а)

б) Рис. 3.41. Зависимость крутизны Sсф предлагаемого КДУ от ∆U кб = Vdc в разных масштабах Графики режимной и частотной зависимостей входного сопротивления для синфазного сигнала Rвх.сф КДУ (рис. 3.40) изображены на рис. 3.42. Rвх.сф, МОм 84.5 81.3 78 71 63 V dc=0 B

V dc=2 B V dc =4 B

25

V dc=8 B V dc =12 B 0 1

10 4

10 6 Частота, Гц

Рис. 3.42. Режимная и частотная зависимости входного сопротивления для синфазного сигнала Rвх.сф КДУ (рис. 3.40) Одна из особенностей КДУ (рис. 3.39а) – наличие эффекта взаимной компенсации влияния емкостей коллектор-база (Ск) дополнительных транзисторов VT7-VT8 и VT1-VT2 на передачу синфазного сигнала со входов 209

uc1 и uc2 на любой из выходов КДУ Вых.1, Вых.*2 и Вых.*1, Вых.2. Эти емкости отрицательно влияют на Sсф в области высоких частот. Однако в КДУ (рис. 3.43) при идентичных значениях емкостей коллектор-база C1 = С 2 = С 3 = С 4 данный эффект ослабляется. На рис. 3.43 представлена схема КДУ (рис. 3.39) в среде PSpice на моделях интегральных транзисторов ФГУП НПП «Пульсар», в которой исследовался эффект взаимной компенсации влияния на передачу синфазного сигнала Scф емкостей коллектор-база Ск транзисторов VT7, VT8 и VT1, VT2.

Рис. 3.43. Схема КДУ (рис. 3.39а) в среде PSpice На рис. 3.44 изображен график частотной зависимости крутизны преобразования синфазного сигнала в выходной ток КДУ ( S = i вых (u c ) ) при различных значениях C1 = C 2 = C к = 2 ÷ 16 пФ для случая, когда емкости C 3 = C 4 = 2 пФ = const . Из этого графика следует, что существует некоторое оптимальное значение C к ≈ 1,5 пФ, при котором верхняя граничная частота крутизны достигает максимального значения. Sсф, дБ

-150дБ, 2.2 кГц, Ск =1пФ и 4пФ -150дБ, 618Гц, Ск =8пФ -150дБ, 8.5 кГц, Ск =2 пФ

-150дБ, 255Гц, Ск =16 пФ

-153 1

8.5.103

108 Частота, Гц

Рис. 3.44. Частотная зависимость крутизны преобразования синфазного сигнала в выходной ток КДУ ( S = i вых (u c ) )

210

На рис. 3.45 показана зависимость верхней граничной частоты крутизны Scф (по уровню +3 дБ) при C1 = C 2 = 2 пФ = const и при изменении

C 3 = C 4 = C к в пределах 0 ÷ 20 пФ.

Рис. 3.45. Зависимость верхней граничной частоты крутизны Scф при С1=С2= 2 пФ от емкостей Ск Из этого графика также следует, что существует некоторое оптимальное значение C к ≈ 1,6 пФ. Причем выигрыш по граничной частоте в сравнении с неоптимальным выбором Ск достигает одного порядка. Выводы: 1. В предлагаемом КДУ существенно ослабляется зависимость крутизны преобразования входного синфазного сигнала Sсф в выходной ток (коэффициента ослабления синфазного сигнала Кос.сф и входного синфазного сопротивления Rвх.сф) от неидентичности статических напряжений коллектор-база выходных транзисторов. 2. При равенстве емкостей коллекторных переходов применяемых транзисторов частотный диапазон по крутизне Sсф улучшается в 5÷10 раз. 3. В предлагаемой схеме КДУ входное синфазное сопротивление Rвх.сф увеличивается с 1,8÷1,9 МОм до 70÷80 МОм, т.е. в 35÷40 раз. Данный КДУ способен работать при малых напряжениях питания. Названные достоинства схемы не ухудшают энергетических характеристик (токопотребления), а также диапазона изменения входных синфазных сигналов (Uc.max). Третья базовая схема. Характерной особенностью ОУ этого подкласса [8] является работа двух дифференциальных каскадов ДУ1, ДУ2 на низкоомную нагрузку, выполненную в виде сумматора токов Σ 1 на основе схем с общей базой или «токовых» зеркал.

211

i1*

y1*

Σ1 ±

±

y*2

i*2

а)

Σ1

б) Рис. 3.46. «Перегнутый» каскод с компенсацией синфазной составляющей ошибки усиления двух сигналов (а) и пример его построения (б) [5]

212

Для повышения Кос.сф в ДУ (рис. 3.46) нетрадиционно (с помощью ПТ1 и ПТ2, ПТ3 и ПТ5) устанавливается статический режим дифференциальных каскадов ДУ1 (VT1, VT3) и ДУ2 (VT4, VT6), что создает условия для более полной компенсации синфазной ошибки при усилении сигналов. Выходной ток сумматора Σ1 в ДУ (рис. 3.46б) равен i вых. = K i1 (i к3 + i к6 ) = (3.80) u = c ( y ПТ 2 − K iПТ3α 5 y ПТ 4 + y ПТ3 − K iПТ 2 α 2 y ПТ1 ), 2 где Кi1 – коэффициент передачи по току выходных каскадов с общей базой, образующих сумматор Σ 1. Учитывая, что K iПТ3 ≈ α 5 ≈ 1, из (3.80) находим, что выходной ток ДУ, обусловленный наличием на его входах Вх.1(+) и Вх.2(-) синфазного сигнала (3.81) i вых. ≈ 0,5u c ( y ПТ 2 − y ПТ 4 + y ПТ3 − y ПТ1 ) . На практике источник опорного тока ПТ1 и «токовое» зеркало ПТ3, а также источник опорного тока ПТ4 и «токовое» зеркало ПТ2 выполняются по одним и тем же схемам и имеют одинаковые выходные транзисторы и их статический режим. Как следствие, равны и их выходные проводимости: y ПТ 2 = y ПТ 4 , y ПТ3 = y ПТ1 . Поэтому в ДУ (рис. 3.46) выходной сигнал, обусловленный наличием на входах Вх.1(+) и Вх.2(-) синфазной составляющей входных напряжений (uc) близок к нулю, что свидетельствует о высоких значениях данной составляющей Кос.сф: y ПТ2 − y ПТ4 + y ПТ3 − y ПТ1 −1 , (3.82) К ос .сф ≈ 0,5 ( y 21.1 + y 21.2 )К i1 i i где y 21.1 ≈ к 3 , y 21.2 ≈ к 6 . u вх u вх Практически Кос.сф определяется неидентичностью сопротивлений коллекторных переходов транзисторов VT1, VT3 и VT4, VT6, которые оказывают на 1÷2 порядка меньшее влияние на Кос.сф, чем выходные проводимости источника опорного тока.

3.3. Входные каскады быстродействующих ОУ с повышенным ослаблением синфазного сигнала Одним из направлений повышения быстродействия операционных усилителей (ОУ) является применение принципов нелинейной коррекции [2]. В микросхемотехнике нашли широкое применение дифференциальные входные каскады (ДВК), обеспечивающие во время переходного процесса большие уровни выходного тока [26, 2].

213

Рис. 3.47. Классический входной каскад быстродействующего ОУ Такие ДВК, впервые описанные в [44], стали основой построения многих быстродействующих операционных усилителей как зарубежного, так и отечественного производства (НА2700, К154УД1, К154УД4 и т.д.). На модификации схемы рис. 3.47 выдано более 20 патентов для ведущих микроэлектронных фирм (Texas Instruments, Micron Technology, National Semiconductor, Burr Brows, Intel, Analog Devices, Ericsson, ST Microelectronics). Недостаток входного каскада рис. 3.47 состоит в том, что он имеет невысокое ослабление синфазных сигналов на высоких частотах ( f > 1 МГц). Это снижает точность ряда быстродействующих аналоговых интерфейсов на его основе. Кроме этого, максимальный выходной ток схемы рис. 3.47 ( I н. max ) зависит от коэффициента усиления по току базы применяемых pn-p транзисторов. Увеличение I н. max при сохранении на неизменном уровне энергопотребления ДВК – важная схемотехническая задача. Рассмотренный блок проблем решается в предлагаемом ниже ДВК (рис. 3.48), в котором вводится канал компенсации выходных проводимостей транзисторов VT7, VT8.

Рис. 3.48. Входной каскад быстродействующего ОУ с повышенным Кос.сф [41] 214

Основная причина существенного ухудшения Кос.сф ДВК (рис. 3.47– 3.48) на высоких частотах – наличие у транзисторов, образующих источники опорного тока VT7 и VT8, емкостей на подложку С1, С2. Эти емкости включены параллельно выходным проводимостям y7, y8, связанным с эффектом Эрли. Причем для базовых микронных технологий C1 ≈ C 2 = C п = 2 ÷ 3 пф. С повышением частоты сигнала увеличивается емкостная составляющая тока эмиттеров транзисторов VT1 и VT4, обусловленная наличием на входах ДВК Вх.1 и Вх.2 синфазного сигнала U c = U вх.1 = U вх.2 : &I э1 ≈ U c jωC1 , &I э 4 ≈ U c jωC 2 , (3.83) где ω – частота синфазного сигнала на входах ДВК Вх.1 и Вх.2. Приращения токов i э1 , i э 4 создают на элементах VT1, VD1 и VT4, VD2 некоторые переменные напряжения, комплекс которых & см.1 = (rD1 + rэ1 )&I э1 , U & см.2 = (rD 2 + rэ 4 )&I э 4 , U (3.84) где rD1 , rэ1 , rD 2 , rэ 4 – дифференциальные сопротивления эмиттерных

переходов транзисторов VT1 и VT4 и цепей смещения VD1, VD2. Эти переменные напряжения оказываются приложенными между базами транзисторов VT3 и VT5, VT2 и VT6, что увеличивает токи эмиттеров транзисторов VT5 и VT6. & & &I э6 = U см.2 ≈ &I э6 , &I э5 = U см.1 ≈ &I э1 , (3.85) Z& Σ3.5 Z& Σ 2.6 где Z& Σ3.5 , Z& Σ 2.6 – эквивалентные сопротивления эмиттерных цепей транзисторов VT3 и VT5, VT2 и VT6. Данные токи &I э5 , &I э6 передаются в коллекторные цепи на выходы Вых.1 и Вых.2, Вых*.1 и Вых*.2. Они являются основной причиной ухудшения Кос.сф ДВК на высоких частотах. В предлагаемом ДВК токи &I э1 и &I э 4 передаются с единичным коэффициентом в коллекторную цепь транзисторов VT1 и VT4, а затем на вход и далее на выход дополнительного усилителя тока УТ1: &I вх.y ≈ &I э1 + &I э 4 , &I 2 y = K i &I вх.y , (3.86) где K i >> 1 – коэффициент усиления по току подсхемы УТ1. Причем выходной ток &I 2 y дополнительного усилителя УТ1 равен сумме токов баз транзисторов VT7 и VT8: &I б7 + &I б8 = &I 2 y . В свою очередь приращения токов &I б7 и &I б8 связаны с коллекторными токами транзисторов VT7, VT8 через коэффициент усиления по току базы β 7 = β8

215

&I Kβ &I к 7 ≈ β 7 I& 2 y = вх.y i 7 , (3.87) 2 2 &I Kβ &I к8 ≈ β 8 &I 2 y = вх.y i 8 . (3.88) 2 2 В рассматриваемой схеме создаются две составляющие коллекторных токов &I к 7 = &I к8 , которые (в определенном частотном диапазоне) почти полностью компенсируют емкостные токи через С1 и С2. Как следствие, & см.1 , U & см.2 (3.84) уменьшаются, что эффективные значения напряжений U приводит к уменьшению токов &I э5 и &I э6 и, как следствие, к повышению Кос.сф. Действительно, из (3.83) и (3.87) следует, что в предлагаемом ДВК эффективные значения токов через элементы VD1, VT1 и VT4, VD2 уменьшаются и, как следствие, уменьшаются и токи &I э5 и &I э6 , влияющие на Кос.сф: &I э1 = &I э1 − &I к 7 , (3.89) &I э 2 = &I э 4 − &I к8 , (3.90) &I &I э1 ≈ вх.y , (3.91) 2 &I &I э 2 ≈ вх.y , (3.92) 2 &I э1 C1 &I э1 ≈ = U c jω , (3.93) 1 + K iβ7 1 + K iβ7 & &I э 2 ≈ I э 4 = U c jω C 2 . (3.94) 1 + K i β8 1 + K i β8 То есть в схеме рис. 3.48 эффективные значения выходных емкостей источников опорного тока C1 C1.эф = 1 существенно не ухудшаются от своих низкочастотных значений. Полученные выше выводы подтверждаются результатами моделирования сравниваемых схем в среде PSpice с использованием моделей интегральных транзисторов ФГУП НПП «Пульсар» (г. Москва) (рис. 3.49).

216

v cc v cc

Rdp1 1

Rdp2 1

P ARA M ET E RS: Vac = 1 Vtr = 0.5 Vdc = 0

I5 0.5m

Rdn1 1

Rdn2 1

I1 2m V1 2.1

in+dn

VT1 TP15S

VS1

in+dp VS3 VT31 TN15S

VT32 TN15S

VT33 VT34 TN15S TN15S

VT35 TN15S

VT3 TN15S

VT36 TN15S

VT4 TN15S

0 R5 100

R6 100

VT43 TP15S

0

VT44 TP15S

VT47 TP15S

VT48 VT49 TP15S TP15S

VT7 TN15S

VT8 TN15S

0

R2 100 VT16 TP15S

0

VT50 TP15S

VT56 TN15S Rdp3 1

R1 100

VT19 TP15S

VT55 TN15S

VT5 VT6 TN15S TN15S

VT15 TP15S

0

VT57 TN15S

VT20 TP15S

VT21 TP15S

VT22 TP15S

VT27 TN15S

Vee 5

VT28 TN15S Rdn3 1

Rdp4 1

Rdn4 1

I3 1m

v ee

а)

Vcc 5

v ee

б)

Рис. 3.49. Схемы классического (а) и предлагаемого ДВК (б) в среде PSpice Практически для каждого из выходов Вых.1 и Вых.2, Вых*.1 и Вых*.2 в отдельности ослабление синфазных сигналов ДВК не ухудшается от своих низкочастотных значений до частот 20–25 МГц.

а)

б)

Рис. 3.50. Результаты компьютерного моделирования проходных (а) и амплитудно-частотных (б) характеристик сравниваемых ДВК Следует заметить, что использование дифференциальных выходов ДВК Вых.1 и Вых.2 или Вых*.1 и Вых*.2, а также традиционное суммирование сигналов выходов Вых.1 и Вых.2, Вых*.1 и Вых*.2 с помощью типовых «токовых» зеркал [51] позволяют значительно увеличить абсолютные значения Кос.сф. Таким образом, предлагаемый ДВК имеет более широкий частотный диапазон по ослаблению синфазных сигналов, а также характеризуется более высокими уровнями максимального выходного тока. Последний эффект объясняется влиянием на проходные характеристики ДВК нелинейной отрицательной обратной связи.

217

3.4. Собственная компенсация паразитных импедансов в ДУ с архитектурой µА741 Одной из базовых архитектур современных аналоговых микросхем является дифференциальный усилитель (ДУ) (рис. 3.51), который впервые был использован в микросхеме µA 741.

Рис. 3.51. Дифференциальный усилитель с архитектурой µA 741 Свойства этого ДУ существенно зависят от динамических параметров применяемого опорного тока I1, его выходной проводимости y1. Применение в качестве I1 низкоомных резисторов создает проблемы с обеспечением хорошего подавления синфазных сигналов. В предлагаемом ДУ (рис. 3.52) обеспечивается собственная компенсация влияния проводимости y1 на коэффициент ослабления входных синфазных сигналов (Кос.сф). Σ1

i к1 ≈ i1

i пт1 ≈ i1

Рис. 3.52. ДУ с каналом собственной компенсации выходной проводимости источника опорного тока I1 [45]

218

Рассмотрим работу ДУ (рис. 3.52). Входной синфазный сигнал u c = u c1 = u c 2 практически с единичным коэффициентом передачи поступает на выход источника опорного тока I1: u1 ≈ u c . Поэтому i1 = u c y1 . Так как подсхема ПТ1 – «токовое» зеркало, это приводит к изменению токов эмиттера транзисторов VT1 и VT2: i э 2 ≈ y1 ⋅ u c , i э1 ≈ y1 ⋅ u c , (3.97) где y1 – выходная проводимость источника опорного тока I1. Для современных интегральных транзисторов при токах эмиттера 1 мА выходное сопротивление источника опорного тока

R вых = y1−1 ≈ 30 ÷ 60 кОм. Приращения iэ1 и iэ2 поступают на входы Вх.3 и Вх.4 сумматора токов Σ1: i к1 ≈ i э1 ≈ i1 , i ПТ1 ≈ i э 2 ≈ i1 . Как следствие, выходной ток iн дополнительного сумматора Σ1 токов имеет две противоположно направленные составляющие: i н = i н( + ) − i н( − ) , i н( + ) = K i(.+н) i1 , i (н−) = K i(.−н) i1 , где K i(.+н) ≈ 1 , K i(.−н) ≈ 1 – коэффициенты передачи по току сумматора Σ1 относительно входов Вх.3 и Вх.4. Следовательно, выходной ток ДУ iн, обусловленный наличием на входах Вх.1 и Вх.2 синфазного сигнала uc:

i вых ≈ i1 (K i(.+н) − K i(.−н) ) = u c y1 (K i(.+н) − K i(.−н) ) .

(3.98)

Так как K i(.+н) = K i(.−н) ≈ 1 , то из формулы (3.98) видно, что в схеме рис.

3.52 существенно ослабляется «прохождение» синфазной помехи со входов Вх.1 и Вх.2 на выход Вых.1, обусловленной конечной величиной выходной проводимости у1 источника опорного тока I1: K сф = u вых / u c = y1R н (K i(.+н) − K i(.−н) ) .

(3.99)

Коэффициенты передачи дифференциального сигнала предлагаемого и классического ДУ приблизительно одинаковы R Ky = н , 2rэ2 где rэ2 – эмиттерное сопротивление транзистора VT2. Поэтому Кос.сф

(

)

(+) ( −) −1 K ос .сф = 2 y1rэ 2 K i.н − K i.н .

219

Рис. 3.53. Коэффициент передачи дифференциального сигнала сравниваемых ДУ Компьютерное моделирование схем рис. 3.51, 3.52 подтверждает полученные выше теоретические выводы.

Рис. 3.54. АЧХ коэффициента передачи входного синфазного сигнала (Ксф) сравниваемых ДУ Таким образом: 1. Коэффициент передачи входного синфазного сигнала Ксф в предлагаемом ДУ более чем на порядок меньше, чем Ксф ДУ с классической архитектурой. 2. Частотный диапазон (по уровню -3 дБ) коэффициента передачи входного синфазного сигнала Ксф расширяется более чем в 30 раз. Предлагаемое схемотехническое решение ДУ позволяет не только уменьшить прохождение синфазного сигнала на выход, но и осуществить это в более широком частотном диапазоне, вплоть до сотен мегагерц.

220

3.5. Дифференциальные усилители с параллельным каналом компенсации импедансов токостабилизирующих двухполюсников Рассмотренные в разделе 2 принципы компенсации паразитных токов в дифференциальных усилителях, порождаемых синфазным сигналом uс и конечной проводимостью y0 токостабилизирующих двухполюсников, положены в основу построения предлагаемых ниже схемотехнических решений входных каскадов аналоговых микросхем с дифференциальным входом.

3.5.1. Схемы с симметричным выходом В современной аналоговой микроэлектронике применяются схемы двухтактных дифференциальных усилителей на основе трех «токовых» зеркал, которые стали основой многих серийных операционных усилителей, выпускаемых как зарубежными (СА3080, НА2700 и др.), так и российскими (К154УД1 и др.) микроэлектронными фирмами (рис. 3.55). В этих ДУ используются оба выхода входного каскада, которые управляют активными нагрузками (ПТ1, ПТ2). В этом смысле данное архитектурное решение можно отнести к подклассу схем с симметричным выходом.

Рис. 3.55. Первая базовая схема ДУ с симметричными токовыми выходами [10]

Первая базовая схема ДУ. Существенное повышение коэффициента ослабления входных синфазных сигналов обеспечивается введением в базовую архитектуру (рис. 3.55) параллельного канала компенсации синфазных ошибок усиления сигнала (рис. 3.56). 221

Рис. 3.56. Способ компенсации основных составляющих Кос.сф. дифференциального усилителя [33,42] Компенсирующий канал ККс и токовые зеркала ПТ1-ПТ2 обеспечивают передачу в противофазе на выход ДУ приращения тока i1, который численно равен току i2, обусловленному выходной проводимостью y2 в общей эмиттерной цепи основного канала усиления. Частный случай построения подсхемы ККс показан на рис. 3.57.

Рис. 3.57. Обобщенная функциональная схема ДУ с каналом компенсации Кос.сф на базе параллельно-балансного каскада [33,42] Коэффициент ослабления входного синфазного сигнала ДУ (рис. 3.56) определяется отношением

222

K ос.сф =

Ky K у.сф

>> 1,

uн – коэффициент усиления дифференциального сигнала uвх; u c1 − u c 2 u н – выходное напряжение на нагрузке R н , обусловленное u вх ; u u вх = u с1 − u с 2 – входной дифференциальный сигнал ДУ; K y.сф = н – uc коэффициент преобразования входного синфазного сигнала ДУ u с1 = u с 2 = u с в выходное напряжение ДУ u н . Коэффициент усиления по напряжению для дифференциального сигнала ДУ (рис. 3.56)   1 1 K y ≈ 2R н  + , r + r r + r  э1 э 4 э2 э3  где rэi = ϕ т / I эi – дифференциальное сопротивление эмиттерного перехода i-го транзистора при статическом токе эмиттера Iэi; ϕ т ≈ 25 мВ – температурный потенциал. Если токи источников (I1) и (I2) одинаковы, то 2R н R I Ky ≈ ≈ н 1. (3.100) rэ1 + rэ 4 ϕт Рассмотрим далее факторы, влияющие на передачу синфазного сигнала со входа ДУ на его выход. Изменение u с1 = u с 2 = u с приводит к изменению токов через выходные проводимости y1 и y 2 источников опорного тока (I3) и (I4): i1 = y1u с1 ; i 2 = y 2 u с 2 . (3.101) Это приводит к появлению приращений коллекторных токов транзисторов VT1, VT2 ( i к1 , i к 2 ) и транзисторов VT3 и VT4 ( i к3 , i к 4 ): i к3 = i к 4 ≈ 0,5i1 ≈ 0,5u c y1 , (3.102) i к1 = i к 2 ≈ 0,5 y 2 u c . (3.103) Приращение тока i к 2 поступает на вход 1 «токового» зеркала ПТ2, а тока i к1 – на вход 1 «токового» зеркала ПТ1. С другой стороны, токи i к3 , i к 4 подаются на входы 3 этих же «токовых» зеркал. Поэтому выходные токи токовых зеркал i пт1 = K i12.1i к1 − K i32.1i к 4 ≈ 0,5u c [K i12.1 y 2 − K i32.1 y1 ) , (3.104) i пт 2 = K i12.2 i к 2 − K i32.2 i к 3 ≈ 0,5u c (K i12.2 y 2 − K i32.2 y1 ) , (3.105) i пт3 = i пт1 K i12.3 , (3.106) где K y =

223

где K i12.1 ≈ 1 , K i32.1 ≈ 1 , K i12.2 ≈ 1 , K i32.2 ≈ 1 , K i12.3 – коэффициенты передачи по току между соответствующими входами и выходами «токовых» зеркал ПТ1-ПТ3. Из (3.104)–(3.105) следует, что токи i пт 2 и i пт1 могут иметь нулевые значения, если K i12.1 y 2 = K i32.1 y1 , (3.107) K i12.2 y 2 = K i32.2 y1 . (3.108) В частном случае для этого необходимо, чтобы K i 21.1 = K i32.1 ; (3.109) K i12.2 = K i32.2 ; (3.110) y 2 = y1 . (3.111) Учитывая, что токовые зеркала идентичны, условия (3.109)–(3.111) легко выполняются в практических схемах. Если допустить, что из-за неточного выполнения условий (3.109)– (3.111) токи i пт 2 ≠ 0 , i пт1 ≠ 0 , то необходимо заметить, что в «токовом» зеркале ПТ3 происходит второе «вычитание» паразитных токов i пт1 и i пт 2 , обусловленных синфазным сигналом: i н = i пт 2 − K i12.3 i пт1 , (3.112) где K i12.3 ≈ 1 . Это повышает общее ослабление синфазных сигналов. Для расчета Кос.сф, подставляя (3.104) и (3.105) в (3.112), находим i н = 0,5u c y 2 [K i12.2 (1 − N i.2 N Y ) − K i12.3 K i12.1 (1 − N i.1 N Y )] , (3.113) K где N i.2 = i32.2 ≈ 1; (3.114) K i12.2 K (3.115) N i.1 = i32.1 ≈ 1 ; K i12.1 y (3.116) N Y = 1 ≈ 1. y2 Параметры N i.1 , N i.2 , N Y учитывают неидентичность коэффициентов передачи по току «токовых» зеркал, а также отличие друг от друга проводимостей y1 и y 2 . Так как «токовые» зеркала одинаковы, а схемотехника источников тока I1 и I2 также идентична, то легко обеспечиваются условия N i.1 = 1 , N i.2 = 1, N Y = 1 . Численные значения коэффициента передачи синфазного сигнала предлагаемого ДУ (Ку.сф) и его Кос.сф могут быть определены по формулам: K y.сф = 0,5R н y 2 [K i12.2 (1 − N i.2 N Y ) − K i12.3 K i12.1 (1 − N i.1 N Y )] , (3.117)

224

y2 ϕ т [K i12.2 (1 − N i.2 N Y ) − K i12.3 K i12.1 (1 − N i.1 N Y )] . (3.118) I2 Анализ уравнения (3.118) показывает, что при N i.1 = 1, N i.2 = 1 , N Y = 1 за счет «двойного» вычитания составляющих ошибки i н (3.112), обусловленной синфазным сигналом на входах ДУ, общее ослабление его синфазных сигналов повышается. В усилителе (рис. 3.55) этот эффект отсутствует. Поэтому передача синфазного сигнала на его выход более значительна. Как следствие, Кос.сф принимает на один-два порядка меньшее значение. Результаты компьютерного моделирования подтверждают данный теоретический вывод – предлагаемый ДУ в сравнении с базовой схемой имеет на 39 дБ (≈ 100 раз) лучший коэффициент ослабления входных синфазных сигналов. Кроме этого, его дифференциальный коэффициент усиления не менее чем в 2 раза выше, чем у ДУ (рис. 3.55). −1 K ос .сф = 0,5

v cc

VT1 TP15S

VT2 TP15S

VT3 TP15S

VT4 TP15S

VT9 TP15S

VCC1 5

VT10 TP15S I1 0.5m

I2 0.5m

ROUTd

0 in+d

VT13 TN15S

1

0 VT14 TN15S

VT15 TN15S

VT16 TN15S

0 I5 0.5m

0

VS1

0 VT21 TN05S

VT22 TN05S

VT23 TN05S

0 VT27 TN15S

VT28 TN15S

VEE1 5

PARAM E T ERS: Vac = 1 Vtr = 0.5 Vdc = 0

v ee

а)

б) Рис. 3.58. Схема ДУ в среде PSpice (а) и результаты ее моделирования (б) Таким образом, введение в базовую схему рис. 3.55 канала взаимной компенсации выходных проводимостей идентичных источников опорного тока позволяет на один-два порядка повысить коэффициент ослабления

225

синфазных сигналов и расширить в 2-3 раза верхнюю граничную частоту (по уровню -3 дБ) Кос.сф. ПТ2

ПТ1

+ 3

3 iк3

iк4

2

1

iпт1

1

2

I3

I4

iпт2

ККс Вх. 1 uс1

VT4

VT3

(-)

Вх.(+)2

VT1

VT2

Вых.

uс2

iн

Rн

iпт3 i1

i2

ПТ3

I1

I2 -

а) ПТ2

ПТ1

+ 3

+Ес1

2

3

+Ес1

1

(-)

Вх. 1

VT1

1 ККс VT4

VT3

VT2

2

Вх.(+)2

Вых. Rн

ПТ3

I1

у1

у2

I2

-

б) Рис. 3.59. Примеры построения подсхем ПТ1, ПТ2

226

а) + VD1

R1

i2

VT3

VT4

VT5

I0 VT1

Вх.1

R2

3

1 I0 i 1

2

i2

3

VD2

I0 VT7

VT8

uc1

VT6

1 i1 I0 Вх.2

2 Вых.

uc2 VD3

2i1

Rн

2i2 у1

у2

ПТ3 I1= 2I0

I2= 2I0

-Ki12.3 -

б) Рис. 3.60. Примеры построения подсхем ККс на базе каскада с общим эмиттером

Рис. 3.61. Пример функциональной интеграции подсхем ДУ1 и ККс

227

Вторая базовая схема. Схема ДУ (рис. 3.56) имеет ряд модификаций.

i1 2

i к3 ≈ i 2

i1 2

u1 ≈ u c

u2 ≈ uc

а) + VT7

VDN1

VT8 iµ4

I0

Вых.i1

I0

2

I0

2 Вых.i2

2

uc1 VT1 i

Вх.2

2I0 VT3

y

I1

uc2

VT2

3

+ 2I0

I0

iµ3

Вх.1

i

iµ4

VT6 i

+

VT5 I2

VT4 y

3

VD2

-

б)

в) Рис. 3.62. Функциональная схема ДУ с параллельным каналом компенсации (а) и примеры ее построения (б, в)

228

Параллельный канал компенсации импеданса y1 может организоваться в соответствии со схемотехническим решением (рис. 3.62а), в котором формирование и передача компенсирующего тока в выходную (как правило низкоомную цепь) обеспечивается транзистором VT3 и повторителем напряжения ПН1. В схемах ДУ рис. 3.63 используются другие модификации функциональных узлов архитектуры рис. 3.62а.

i к1 ≈ i µ 3

а)

б) Рис. 3.63. Примеры построения ДУ с компенсирующим каналом (начало, окончание см. на с.)

229

ПТ2

ПТ1

+

Вх.2 i µ 3 2 +

iµ4

i

2

VT7

VT6

VT5

u*c

R2

R1

2

VT2

+ iµ4

i µ3

VT1

3

VT3

iµ3

VT8

2

+

-

2

+Ес1

i*вых.2

i*вых.1 i

+

VT4

Вых.i1 VD1 -

в) Рис. 3.63. Примеры построения ДУ с компенсирующим каналом

Третья базовая схема ДУ. В соответствии с принципами собственной и взаимной компенсации [46] возможно построение каскодных дифференциальных усилителей на основе базовой схемы рис. 3.64, в которой Кос.сф повышается за счет введения специального параллельного канала подавления синфазных ошибок в выходной цепи VT2-VT3.

Рис. 3.64. Схема ДУ с компенсацией тока iR2 током iR1 [38]

230

Рис. 3.65. АЧХ коэффициента ослабления входных синфазных сигналов ДУ Кос.сф Коэффициент ослабления входного синфазного (рис. 3.55) определяется отношением Ky K ос.сф = >> 1 , K у.сф

сигнала

ДУ

2R нi*н R нi н R нi н K у.сф = Ky = = , , (3.119) u c1 − u с 2 u вх u c1 + u с 2 где K y >> 1 – коэффициент усиления дифференциального сигнала; K y.cф > 1. 1 − NY

(3.129)

При K i 2 = 0,5 и одинаковых токах источников I1 и I2 коэффициент асимметрии N Y ≈ 1 , поэтому n >> 1 . Практически, как показывает компьютерное моделирование, n = 20 ÷ 100 . Таким образом, предлагаемый ДУ более эффективен при работе с синфазным сигналом. В частном случае канал компенсации ошибок усиления, обусловленных синфазным сигналом, может быть функционально интегрирован с основным ДУ и цепью смещения статического уровня выходных транзисторов (рис. 3.66).

Рис. 3.66. Пример построения «перегнутого» каскодного ДУ с цепью собственной компенсации y1 Таким образом, выполненный выше анализ показывает, что организация параллельного канала компенсации импеданса токостабилизирующего двухполюсника y1 позволяет обеспечить построение симметричных ДУ с повышенным Кос.сф.

3.5.2. Схемы с несимметричной активной нагрузкой Классические ДУ с несимметричным включением активной нагрузки (рис. 3.67) стали одним из основных функциональных узлов современной аналоговой микросхемотехники, широко используются в структуре различных прецизионных преобразователей «напряжение-ток» и операционных усилителях. В данных структурах минимизируется эффект умножения емкости коллектор-база VT1-VT2. Существенный недостаток ДУ этого подкласса состоит в том, что они имеют невысокие значения коэффициента ослабления входного синфазного сигнала (Кос.сф), который существенно зависит от выходного сопротивления источника опорного тока I1. 233

Рис. 3.67. Архитектура ДУ с несимметричным включением активной нагрузки (патент США 4.264.873) Далее на рисунках и в тексте приняты следующие обозначения параметров ДУ и элементов его схемы: Kу – коэффициент передачи дифференциального входного напряжения ДУ u вх = u c1 − u c 2 ; Kyc – коэффициент передачи синфазного входного напряжения uc. Причем между этими параметрами и коэффициентом ослабления входных синфазных сигналов Кос.сф существует следующая взаимосвязь u u K у = вых = Sдс R н ; K уc = вых = Scс R н ; u вх uc K у Sдс i i K ос.сф = = , Scc = вых , S дc = вых , K yc Scc uc u вх где uвх – напряжение между входами ДУ; uс – синфазное входное напряжение на входах ДУ; uвых – выходное напряжение ДУ ( u вых = i вых R н ); Rн – сопротивление нагрузки, подключаемое к выходу ДУ; Sдc – крутизна передачи ДУ по дифференциальному входному сигналу uвх; Sсc – крутизна передачи ДУ по синфазному входному сигналу uc; C1 = C 2 = Cs – емкость на подложку транзисторов источников опорного тока I1 и I2. Рассмотрим работу ДУ на примере анализа схемы рис. 3.68. Если на входы ДУ (рис. 3.68а) подать синфазное входное напряжение uc=uc1=uc2, то в выходных проводимостях у1 и у2 источников опорного тока I1 = I 2 = I 3 = I 0 появятся переменные составляющие i 2 ≈ u c y 2 , i1 ≈ u c y1 , i 3 ≈ y 3u c . (3.130) Приращение тока i12 = i1 + i 2 поступает в общую эмиттерную цепь дифференциального каскада ДУ1 и делится пополам. Как следствие, коллекторный ток транзистора VT2 (ток выхода Вых.i2) и выходной ток iпт1 «токового» зеркала ПТ1

234

i +i iк2 = α 2 1 2 , 2

(3.131)

i +i i пт1 = K i12.1i к 2 = K i12.1α 2 1 2 , (3.132) 2 где α 2 ≈ 1 – коэффициент усиления по току эмиттера транзистора VT2; K i12.1 ≈ 1 – коэффициент усиления по току «токового» зеркала ПТ1. С другой стороны, коллекторный ток транзистора VT3 i к 3 = α 3i 3 = α 3 y 3 u c . (3.133) Таким образом, в выходной цепи ДУ происходит взаимная компенсация двух близких по величине токов i к3 и i пт 4 , обусловленных наличием на его входах синфазной составляющей входного сигнала uc: i н = i вых = i пт1 − i к 3 = 0,5K i12.1α 2 (i1 + i 2 ) − α 3i 3 . (3.134) С учетом (3.130) и (3.133) из (3.134) можно найти, что выходной ток ДУ i н = i вых = [0,5K i12.1α 2 ( y1 + y 2 ) − α 3 y 3 ]u c . (3.135)

α 3i 3 = i к 3

а) + ПТ1 -Ki12.1 Вых.i1

Вых.i2 ДУ1

Вх.1

VT2

VT1

Вых.

Вх.2

uc1

uc1 ПН1

VT3

+1 y1 I1

I2

y2 -

б) Рис. 3.68. Функциональные схемы ДУ с параллельными каналами компенсации проводимости y1 [10]

235

Причем крутизна передачи синфазного сигнала Sсс и коэффициент Kyc передачи uc на выход ДУ (рис. 3.69) i Scc = вых = 0,5K i12.1α 2 (y1 + y 2 ) − α 3 y 3 . (3.136) uc u K yc = Scc R н = вых , (3.137) uс где Rн – сопротивление нагрузки ДУ. Коэффициент усиления ДУ (рис. 3.68) по дифференциальному входу R I u Rн K y = вых = Sдс R н = = н 0, u вх rэ1 + rэ 2 2ϕ т где I 0 = I 2 = I1 = I 3 ; rэ1 , rэ2 – сопротивления эмиттерных переходов транзисторов VT1 и VT2; ϕ т ≈ 25 мВ – температурный потенциал. В предлагаемой схеме за счет интегральной технологии изготовления транзисторов и схемотехники обеспечивается высокая идентичность выходных проводимостей применяемых источников опорного тока I1, I2, I3: y1 = y 2 = y 3 = y 0 . Поэтому при rэ = ϕ т / I э : Scc = y 0 [K i12.1α 2 − α 3 ] , (3.138) K yc = R нScc , (3.139) −1 K ос .сф =

K yс Ky

=

2ϕ т y 0 [K i12.1α 2 − α 3 ] . I0

(3.140)

Так как K i12.1 ≈ 1 , α 2 = α 3 ≈ 1 , из формулы (3.140) следует, что Kос.сф в ДУ (рис. 3.68а) повышается в N раз (по сравнению с ДУ (рис. 3.67)), где K i12.1α 2 1 N≈ ≈ >> 1 . (3.141) K i12.1α 2 − α 3 K i12.1α 2 − α 3 Реальные значения N достигают одного-двух порядков ( N = 10 ÷ 100 раз ). Если источники тока I1 и I3 работают при неодинаковых значениях координат статического режима, то это требует более точной оценки Кос.сф: 2ϕ т y 0 −1 [0,5(1 + N Y 2 −1 ) − N α3− 2 N Y3−1 ], K ос ≈ .сф I0 y где N Y 2 −1 = 2 ≈ 1 – коэффициент асимметрии проводимостей y2и y1; y1 α3 N α3 − 2 = ≈ 1 – коэффициент асимметрии коэффициента передачи α 2 K i12.1 y тока каналов усиления; N Y3−1 = 3 – коэффициент асимметрии проводиy1 мостей y3 и y1.

236

При этом выигрыш N* по Кос.сф и численные значения Кос.сф можно оценить по формулам

1 >> 1 , 0,5(1 + N Y 2 −1 ) − N α3 − 2 N Y3 −1 2ϕ т y 0 * −1 −1 . K ос ≈ N .сф I0 Если в качестве источников опорного тока применяются классические «токовые» зеркала, то 2ϕ т −1 K ос = , .сф U э N* где U э ≈ I 0 y 0 – напряжение Эрли выходного транзистора «токового» зеркала. Для современных интегральных транзисторов n-p-n типа U э = 30 ÷ 60 В. Для повышения идентичности статических режимов источников опорного тока I1 и I3 целесообразно применение согласующего повторителя ПН1 (рис. 3.68б), который обеспечивает одинаковые статические напряжения на двухполюсниках I1 и I3. В целом, это дает дополнительное повышение Кос.сф. В ряде случаев параллельный канал компенсации может быть организован по схеме с управлением от входов ДУ, что характерно для ранее рассмотренных схем с симметричной нагрузкой. На рис. 3.69 показана схема ДУ, в которой обеспечивается компенсация проводимости y1 проводимостью y2, которую имеет двухполюсник I2, согласованный с шиной положительного источника питания. N* =

( )

ПТ1

+

i i пт1 ≈ 1 2 Вых.

iк1 Вх.1 uс1

Вх.2 VT1

VT2

+

I2

VT3

i1

I1

i к4 ≈ i 2

i2 y2

y1 I3

i i пт1 ≈ 1 2 iк4 ≈ i 2

iвых

uс2

i i к2 ≈ 1 2

-Ес1 VT4 -

а) б) Рис. 3.69. Способ компенсации выходной проводимости (у1) источника опорного тока I1

237

Полученные выше аналитические соотношения подтверждаются результатами моделирования предлагаемых схем в среде PSpice с использованием моделей интегральных транзисторов ФГУП НПП «Пульсар» (г. Москва) (рис. 3.70–3.74).

Рис. 3.70. Схема предлагаемого ДУ в среде PSpice при синфазном сигнале

Рис. 3.71. Схема ДУ-прототипа в среде PSpice на дифференциальном сигнале

238

Рис. 3.72. Амплитудно-частотная характеристика крутизны (Sдс) преобразования входного дифференциального напряжения в выходные токи сравниваемых ДУ

Рис. 3.73. Амплитудно-частотные характеристики крутизны преобразования (Sсс) входного синфазного напряжения в выходные токи сравниваемых ДУ Кос.сф. , Дб

94 предлагаемый ДУ 80

ДУ прототип

63 60

40

10

100

103

104

105

. 6 106 2,4 10

30,7. 106

Частота, МГц 109

Рис. 3.74. Частотная зависимость коэффициента ослабления входного синфазного напряжения сравниваемых ДУ

239

Коэффициент ослабления синфазного входного сигнала ДУ (рис. 3.70) превышает величину K ос.сф > 94 дБ в достаточно широком диапазоне частот. При этом в предлагаемом ДУ расширяется диапазон частот по дифференциальному сигналу с 482 до 745 МГц. В сравнении с ДУ-прототипом (рис. 3.71), который имеет K ос.сф = 63 дБ до частоты 2,4 МГц, предлагаемый ДУ (рис. 3.70) позволяет получить более широкий диапазон частот ( f всс = 30,7 МГц) с таким же ослаблением синфазного сигнала. В рассматриваемых схемах ДУ обеспечивается также более высокая степень параметрической компенсации влияния температуры и радиации на э.д.с. смещения нуля, обусловленной смещением входных и выходных характеристик транзисторов источников опорного тока I1, I2, I3. Если изменяется напряжение питания ДУ и, как следствие, токи I1 и I3, то в предлагаемом устройстве также повышается коэффициент подавления помехи по питанию.

3.6. Способы собственной и взаимной компенсаций rк-Ск транзисторных источников опорного тока в дифференциальном усилителе 3.6.1. Классические ДУ Применение принципов собственной компенсации паразитных импедансов [12, 34] позволяет решить проблему уменьшения составляющих Кос.сф, связанных с конечной величиной проводимости (емкости) закрытого коллекторного перехода выходного транзистора ИОТ (рис. 3.75). i com1 ≈

i к1 ≈

ir3 2

i i r3 i com ≈ r 3 2 2

ir3 = iк 2 2

Рис. 3.75. Функциональная схема ДУ с собственной компенсацией rк-Ск транзистора VT3 [10] 240

Для этой цели в схему вводится двухканальный делитель тока УТ1. Поэтому выходные токи ДУ, обусловленные синфазным сигналом uc, уменьшаются i вых.1 = u c y к3 [0,5 − K i1 ]; i вых.2 = u c y к3 [0,5 − K i 2 ]. Для получения нулевых значений этих токов необходимо выполнить условия K i1 = 0,5  K i 2 = 0,5 Примеры построения ДУ, соответствующих функциональной схеме рис. 3.75, приведены на рис. 3.76–3.81.

Рис. 3.76. Собственная компенсация rк3 (А.С. № 674199, А.С. № 702487)

241

Рис. 3.77. Собственная компенсация rк3 в каскодном ДУ по А.С. № 702487 + I1

Вх.1

Вх.2

VT1

VT2

VT5

VT4

VT3 +Ec1

VT7

VT6

I2

VT8

+Ec1

Вых.

ПТ1

I3

I4 -

Рис. 3.78. Собственная компенсация rк5, rк6 в каскодном ДУ

242

Рис. 3.79. Дифференциальный усилитель с цепями собственной компенсации Ск3, Ск4 (А.С. № 853776)

Рис. 3.80. Собственная компенсация rк5 -Ск5 в каскодном ДУ

243

Рис. 3.81. Модификация схемы ОУ рис. 3.80

3.6.2. ДУ на «перегнутых» каскодах Создание каналов собственной компенсации сопротивлений коллекторных переходов rк транзисторов ИОТ в ДУ на основе перегнутых каскодов позволяет повысить их коэффициент ослабления синфазных сигналов. В общем случае для этой цели необходимо синтезировать специальную подсхему активной нагрузки ПТ1 (рис. 3.82), имеющую два дополнительных входа 3 и 4, коэффициенты передачи по току от которых на выход ДУ близки к единице.

Рис. 3.82. Компенсация синфазных составляющих переменных токов ir3 и ir4 в ДУ на «перегнутых» каскодах

244

При α1 = α 2 = α 5 = α 6 = 1 входной синфазный сигнал uc передается на выход ДУ и создает приращение тока в нагрузке i вых = u c [(K i 42 − 1) y к 4 + (K i12 − K i32 ) y к 3 ]. Для получения i вых = 0 необходимо выполнить следующие условия K i 42 = 1 .  K i12 = K i32 Примеры построения практических схем, удовлетворяющих последним условиям, приведены на рис. 3.83–3.88.

+ I3

I4

ic3 ic4

VT1 Вх.(+)1

R1

uc1

VT5 VT2 Вх.(-)2

Ск3

uc2 ic3

VT6

+Ес1

ic4 Вых.

ic3

Rн ic4

Ск4

VT3

i вх ≈ 0

-Ес1

VD1

VT4

ic4 ПТ1

I1

I2 -

Рис. 3.83. Компенсация влияния Ск3, Ск4 на Кос.сф в ДУ на основе «перегнутого» каскода

245

Рис. 3.84. Пример построения ДУ со специальной подсхемой активной нагрузки ПТ1 (рис. 3.82) + I1

I2

VT3

ПТ2 -Кi12.2

ПТ1 -Кi12.1 iвх.1 Вых.i

rк3

Вых.i

iвх.2

VT4 Ск3 rк4

ir3

ir4

R1 Вх.1

VT1

uc1

ir3

I3

Ск4 VT2

iк6 ~ ~ ir4 iк5 ~ ~ ir3

Вх.2 uc2

I4

-Ес1 VT5

VT6

ir4 -

Рис. 3.85. Компенсация составляющей Кос.сф., обусловленной влиянием rк3-rк4 в схеме каскодного ДУ

246

Рис. 3.86. Модификация схемы ДУ рис. 3.84

Рис. 3.87. Модификация схем ДУ рис. 3.84 – рис. 3.86

247

i к1 ≈ i с3 i к5 ≈ i с3 i к6 ≈ i с4

Рис. 3.88. Компенсация влияния на Кос.сф ДУ паразитных емкостей Ск3, Ск4

3.6.3. ДУ на основе каскадов «ОК-ОБ-ОБ» Условие подавления синфазной помехи, проникающего на выход ДУ (рис. 3.89) через rк3-Ск3 транзистора VT3, можно предоставить в виде следующих ограничений на коэффициент передачи по току компенсирующего канала УТ1 K i1 ≈ 0,5 .

i iк 2 ≈ r3 2

i i к 4 ≈ r3 2 i yt ≈ i 23

Рис. 3.89. Функциональная схема ДУ с компенсацией влияния rк3-Ск3 на Кос.сф

248

Данному условию удовлетворяет, например, схема рис. 3.91.

Рис. 3.90. Пример построения подсхемы УТ1 в ДУ рис. 3.89

3.6.4. Взаимная компенсация rк-Ск в ДУ со следящим питанием В схемах ДУ со следящим питанием (рис. 3.91) достаточно просто организовать взаимную компенсацию rк-Ск двух идентичных источников опорного тока на транзисторах VT5 и VT6.

Рис. 3.91. Взаимная компенсация выходной проводимости транзисторов VT5-VT6 в ДУ со следящим питанием (А.св. № 684715)

249

Условия, которые необходимо выполнить для минимизации составляющих Кос.сф, обусловленных влиянием rк5 и Ск5, можно представить в виде rк5 = rк 6 K = 1  y1 ,  C = C к6  к5 R  вх.1 = ∞ где K y1 ≈ 0 , Rвх.1 – коэффициент передачи по напряжению и входное сопротивление повторителя ПН1.

Выводы Рассмотренные в главе 3 схемотехнические приемы повышения Кос.сф входных каскадов ОУ расширяют сложившиеся теоретические представления о методах повышения синфазной помехоустойчивости аналоговых микросхем с дифференциальным входом. Предлагаемая в главе 3 схемотехника ДУ, базирующаяся на архитектурных решениях глав 1 и 2, позволяет синтезировать дифференциальные каскады с повышенным Кос.сф при низковольтном питании.

250

Научное издание

Николай Николаевич Прокопенко Сергей Владимирович Крюков

АРХИТЕКТУРА И СХЕМОТЕХНИКА ДИФФЕРЕНЦИАЛЬНЫХ УСИЛИТЕЛЕЙ С ПОВЫШЕННЫМ ОСЛАБЛЕНИЕМ СИНФАЗНЫХ СИГНАЛОВ Монография

Ответственный за выпуск Н.В. Ковбасюк

ИД №06457 от 19.12.01 г. Издательство ЮРГУЭС Подписано в печать 28.12.2007 г. Формат бумаги 60х84/16. Усл. п.л. Тираж 50 экз. Заказ № 511. ПЛД №65-175 от 05.11.99 г. Типография Издательства ЮРГУЭС 346500, г. Шахты, Ростовская обл., ул. Шевченко, 147

251